Проверка на чипа tl494. Ремонт на компютърно захранване. TL494CN: функционална диаграма

• Обща проверка.
• Принципни схеми на захранвания за компютри.
• Проверка на чипа TL494 и неговите аналози (M1114EU4, mPC494C, IR3M02)
• Основни параметри M1114EU3, M1114EU4.
• Алгоритъм за отстраняване на неизправности M1114EU3, M1114EU4

Обща проверка.

След като разглобите PSU, позвънете на ключовите транзистори за късо съединение (обикновено BUT11A), 1..3 ома резистори в основата им за отворено, мост за късо / отворено, предизходни транзистори за късо / отворено, диоди в вторичните вериги за повреда. Като предварителен уикенд при смяна можете да настроите нашия KT315, уикенд или нашия KT872, KT8114 (но тогава за самостоятелно стартиране може да се наложи да намалите стойността на резисторите между основата и колектора до 200k ... 150k) , или внесени: 2SC3447, 2SC3451, 2SC3457, 2SC3460(61) 2SC3866 2SC4706 2SC4744 BUT11A BUT12A BUT18A BUV46 MJE13005 Препоръчително е да премахнете превключвателя 220/120v за профилактика. При свързване към мрежата за тестване е необходимо да включите лампа с нажежаема жичка 100W 220V вместо предпазител и резистор 2 ... 5 ома 20W в изходната верига + 5V

Принципни схеми на захранвания за компютри.

Всички изображения във формат .gif.

Използвайте бутона, за да се върнете на тази страница. обратновашият наблюдател.

Проверка на чипа TL494 и неговите аналози.(M1114EU4, mPC494C, IR3M02).

Тази интегрална схема включва: задвижващ генератор на зъбно напрежение A1, честотата на генератора се задава от външен резистор R1 и кондензатор C1 и може да бъде приблизително определена по формулата f=1/(C1*R1). R1 е свързан между щифтове 6 и 7, а C1 между щифтове 5 и 7. Амплитудата на триона не зависи от стойностите на R1 и C1 и е приблизително равна на 4V; усилвател на веригата за обратна връзка DA2; широчинно-импулсен модулатор, направен на компаратора DA4; усилвател за защита на преобразувателя срещу токово претоварване или късо съединение на товара DA1; честотен делител на две, направен на броещия тигър DD2; каскади на съвпадение на елементи DD1, DD5, DD6; каскада на компаратора DA3, която позволява да се изгради: - схема за отстраняване на пренапрежения на изхода на преобразувателя в преходни режими;
- схема за ограничаване на диапазона на изменение на коефициента на запълване в необходимите граници;
- схема за осигуряване на плавен преход на преобразувателя към режим. И също така включва:

Логически елементи DD3, DD4, предназначени да задават режима на управление за едноциклични или двутактови преобразуватели;
- изходни транзистори Q1 и Q2;
- вграден регулатор на непрекъснато напрежение DA5 и реле за напрежение (прагово устройство) DA6;
- разделителни диоди D1, D2 за осигуряване на функцията "ИЛИ" за изходните сигнали на микросхемите DA1, DA2.

Контролният чип работи по следния начин. Постоянният регулатор на напрежението осигурява захранване на всички функционални единици на IC и задава напрежението на + 5V (щифт 14) спрямо общия щифт 7. Релето за напрежение DA6 позволява преминаването на управляващи сигнали към базите на транзисторите Q1 и Q2 само ако DA5 влезе в режим. Зъбното напрежение (щифт 5), генерирано от генератора A1, се подава към входа на компараторите DA3, DA4. Другият вход на ШИМ компаратора DA4, през разделителния диод D2, получава сигнал за несъответствие от усилвателя на грешка DA2. Източник на референтно напрежение от пин 14 се свързва към един от входовете DA2, директно или чрез делител, а напрежението на веригата за обратна връзка се подава към другия вход, т.е. изход на всеки канал (обикновено от + 5V канал). Между щифтове 3 и 3, като правило, е свързана коригираща RC верига, за да се осигури стабилна работа на стабилизиращия преобразувател. От изхода на PWM компаратора правоъгълни импулси се подават към един вход на веригата за съвпадение DD1, от неговия изход импулсите преминават към тригера за отчитане DD2 и към веригите за съвпадение DD5, DD6. Ако към контролния вход на елементите DD3, DD4 (щифт 13) се приложи логическа единица, тогава микросхемата осигурява управление на двутактни преобразуватели с паузи при нула, а ако се приложи логическа нула към пин 13 (щифт 13 е свързан към пин 7), тогава DD2 не засяга работата на ключовете DD3, DD4 и в този случай микросхемата може да се използва за PWM или PWM управление на едноциклични преобразуватели. За изграждане на защита /%`%#`c".* за ток, както беше отбелязано по-рано, може да се използва DA1, докато един от неговите входове се захранва с референтно напрежение, което определя нивото на работа на текущата защита, и сигнал от сензора се прилага към втория вход. Възлите, използващи вериги DA1 и DA3, могат да бъдат много разнообразни. За да се увеличи изходната мощност на микросхемата при управление на едноциклични транзистори Q1 и Q2 могат да бъдат паралелни, тъй като в този режим те работят синхронно и в фаза.

Основни параметри M1114EU3, M1114EU4.

Упит.микросхеми (пин 12) - Упит.min=9V; Upp.max=40V
Допустимо напрежение на входа DA1, DA2 не повече от Upit / 2
Допустими параметри на изходните транзистори Q1, Q2:
Us по-малко от 1.3V;
Uke по-малко от 40V;
Ik.max по-малко от 250mA
Остатъчното напрежение на колектора-емитер на изходните транзистори е не повече от 1,3V.
Консумирах от микросхемата - 10-12mA
Допустимо разсейване на мощност:
0.8W при околна температура +25C;
0.3W при околна температура +70C.
Честотата на вградения референтен осцилатор е не повече от 100 kHz.

Заключенията на M1114EU4 напълно съответстват на изброените по-горе чуждестранни аналози, а съответствието между заключенията на M1114EU3 и M1114EU4 е представено по-долу.

М1114ЕУ4 -- 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16
M1114EU3 -- 4 5 6 7 8 9 15 10 11 12 13 14 16 1 2 3

Алгоритъм за отстраняване на неизправности M1114EU3, M1114EU4.

Проверката на производителността на микросхемата се извършва при изключен PSU и когато IC се захранва от външен IVEP с напрежение от + 9V ... + 15V, приложено към 12-ия изход спрямо 7-ия. Всички измервания се извършват и спрямо 7-ми извод. Освен това е по-добре да се свържете към IC чрез запояване на проводници, а не чрез щипки тип "крокодил", това ще осигури повишена надеждност на контакта и ще премахне възможността за фалшиви контакти.

1. Когато се приложи външно напрежение, ние осцилографираме напрежението на 14-ия изход, то трябва да бъде + 5V (+/-5%) и да остане стабилно, когато напрежението на 12-ия изход се промени от + 9V на + 15V. Ако това не се случи, тогава вътрешният регулатор на напрежение DA5 е неуспешен.

2. С помощта на осцилоскоп наблюдаваме наличието на зъбно напрежение на щифт 5 (виж Фиг.1.1a UinDA4), ако липсва или има изкривена форма, тогава е необходимо да проверите работоспособността на синхронизиращите елементи C1 и R1 свързани съответно към 5-ти и 6-ти извод, ако тези елементи са наред, значи вграденият генератор е повреден и IC трябва да се смени.

3. Проверяваме наличието на правоъгълни импулси на щифтове 8 и 11. Те ​​трябва да съответстват на диаграмата 5 и 5 "на фиг. 1.1a. Ако няма импулси, тогава IC е повреден и ако има, тогава проверяваме производителността на други IC възли.

4. След като свързахме 4-ия пин със 7-ия пин, трябва да видим, че ширината на импулсите на 8-ия и 11-ия щифт се е увеличила; като свържете 4-ти изход към 14-ти, импулсите трябва да изчезнат, ако това не се наблюдава, тогава е необходимо да се смени IS. Чрез понижаване на напрежението на външния (ab.g-(* до 5V, трябва да видим, че импулсите са изчезнали (това означава, че релето за напрежение DA6 е работило) и чрез повишаване на напрежението до + 9V ... + 15V , импулсите трябва да се появят отново, ако това не се случи и има импулси (които могат да бъдат произволни) на 8 и 11, което означава, че релето за напрежение в IC е дефектно и микросхемата трябва да бъде сменена.

5. Проверка на производителността на DA2. Премахваме предварително инсталирания джъмпер между 4-ия и 7-ия щифт, прилагаме захранващото напрежение към 12-ия щифт в рамките на + 9V ... + 15V и чрез свързване на 1-ви щифт с 14-ти трябва да видим, че на 8-ми и 11-ти извод, ширината на импулса стана равна на нула, ако това не се случи, тогава DA2 е повреден и IC трябва да се промени.

6. В захранващия блок на Фиг. 2, Фиг. 3, Фиг. 3.4, DA1 се използва в текущите защитни възли и ако предишни тестове са показали, че всички други IC възли функционират нормално, тогава се извършва проверката на здравето на DA1 както следва: прилагаме към 12-ия изход + 9V ... + 15V и наблюдаваме 8 и 11 близкоъгълни импулса. От друг източник на захранване прилагаме отрицателно напрежение към 15-ия изход (спрямо 7-ия), докато импулсите на 8 и 11 трябва да изчезнат. Ако това не се случи, защитният възел на DA1 не работи.

Импулсният генератор се използва за лабораторни изследвания при разработване и въвеждане в експлоатация на електронни устройства. Генераторът работи в диапазон на напрежение от 7 до 41 волта и има висока товароносимост в зависимост от изходния транзистор. Амплитудата на изходните импулси може да бъде равна на стойността на захранващото напрежение на микросхемата, до граничната стойност на захранващото напрежение на тази микросхема +41 V. Неговата основа е известна на всички, често се използва в

аналози TL494 са чипове KA7500 и нейния домашен клонинг - KR1114EU4 .

Граници на параметрите:

Захранващо напрежение 41V
Входно напрежение на усилвателя (Vcc+0.3)V
Колекторно изходно напрежение 41V
Изходен ток на колектора 250mA
Общо разсейване на мощността в непрекъснат режим 1W
Диапазон на работна температура на околната среда:
-с наставка L -25..85С
-с наставка С.0..70С
Температурен диапазон на съхранение -65…+150С

Принципна схема на устройството

Схема на генератор на правоъгълни импулси

Генераторна печатна платка TL494 а другите файлове са отделно.

Регулирането на честотата се извършва от превключвател S2 (грубо) и резистор RV1 (плавно), работният цикъл се регулира от резистор RV2. Превключвател SA1 променя режимите на работа на генератора от общ режим (едноциклен) към противофазен (push-pull). Резисторът R3 избира най-оптималния честотен диапазон на припокриване, обхватът на регулиране на работния цикъл може да бъде избран от резистори R1, R2.

Подробности за генератора на импулси

Кондензаторите C1-C4 на синхронизиращата верига са избрани за необходимия честотен диапазон и техният капацитет може да бъде от 10 микрофарада за инфра-ниския поддиапазон до 1000 пикофарада за най-високата честота.

Със средно ограничение на тока от 200 mA, веригата е в състояние да зареди портата доста бързо, но
невъзможно е да се разреди при изключен транзистор. Разреждането на гейта със заземен резистор също е незадоволително бавно. За тези цели се използва независим допълнителен повторител.

• Прочетете: "Как да направите от компютър."

Транзисторите се избират всеки RF с малко напрежение на насищане и достатъчен марж на тока. Например KT972+973. Ако няма нужда от мощни изходи, допълнителният повторител може да бъде пропуснат. При липса на втори строителен резистор 20 kOm, бяха използвани два постоянни резистора 10 kOm, осигуряващи работен цикъл в рамките на 50%. Автор на проекта е Александър Терентиев.

Общо описание и употреба

TL 494и следващите му версии - най-често използваната микросхема за изграждане на двутактови преобразуватели на мощност.

• TL494 (оригинална разработка на Texas Instruments) - ИС преобразувател на напрежение PWM с единични изходи (TL 494 IN - пакет DIP16, -25..85С, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
• K1006EU4 - вътрешен аналог на TL494
• TL594 - аналог на TL494 с подобрена точност на усилвателите на грешката и компаратора
• TL598 - аналог на TL594 с двутактов (pnp-npn) повторител на изхода

Този материал е обобщение по темата на оригиналния технически документ Texas Instruments, публикации на International Rectifier ("Power Semiconductors International Rectifier", Voronezh, 1999) и Motorola.

Предимства и недостатъци на тази микросхема:

• Плюс: Усъвършенствани вериги за управление, два диференциални усилвателя (могат също да изпълняват логически функции)
• Недостатъци: Еднофазните изходи изискват допълнителна настройка (в сравнение с UC3825)
• Минус: текущото управление не е налично, сравнително бавна обратна връзка (некритично в автомобилните монитори)
• Минус: Синхронното превключване на две или повече ИС не е толкова удобно, колкото в UC3825

1. Характеристики на чиповете TL494

ION и вериги за защита от ниско напрежение. Веригата се включва, когато захранването достигне прага от 5.5..7.0 V (типична стойност 6.4V). До този момент вътрешните управляващи шини забраняват работата на генератора и логическата част на схемата. Ток на празен ход при захранващо напрежение +15V (дезактивирани изходни транзистори) не повече от 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, стабилизация на изхода не по-лоша от +/- 25mV) осигурява изходящ ток до 10 mA. Възможно е да се усили ION само с помощта на последовател на npn-емитер (вижте TI страници 19-20), но напрежението на изхода на такъв "стабилизатор" ще зависи силно от тока на натоварване.

Генераторгенерира на синхронизиращия кондензатор Ct (щифт 5) трионообразно напрежение от 0..+3.0V (амплитуда, зададена от ION) за TL494 Texas Instruments и 0...+2.8V за TL494 Motorola (какво можем да очакваме от другите?) , съответно за TI F =1.0/(RtCt), за Motorola F=1.1/(RtCt).

Допустимите работни честоти са от 1 до 300 kHz, докато препоръчителният диапазон е Rt = 1 ... 500 kOhm, Ct = 470 pF ... 10 μF. В този случай типичният температурен дрейф на честотата е (разбира се, без да се взема предвид дрейфът на свързаните компоненти) +/-3%, а честотният дрейф в зависимост от захранващото напрежение е в рамките на 0,1% в целия допустим диапазон .

За да изключите дистанционно генератора, можете да използвате външен ключ, за да затворите входа Rt (6) към изхода ION или - да затворите Ct към земята. Разбира се, съпротивлението на изтичане на отворения ключ трябва да се вземе предвид при избора на Rt, Ct.

Вход за контрол на фазата на почивка (работен цикъл)чрез компаратора на фазата на почивка задава необходимата минимална пауза между импулсите в рамената на веригата. Това е необходимо както за предотвратяване на пропускане на ток в силовите стъпала извън ИС, така и за стабилна работа на тригера - времето за превключване на цифровата част на TL494 е 200 ns. Изходният сигнал се активира, когато трионът на Ct превиши напрежението на контролния вход 4 (DT). При тактови честоти до 150 kHz при нулево управляващо напрежение, фазата на почивка = 3% от периода (еквивалентно отместване на управляващия сигнал 100..120 mV), при високи честоти вградената корекция удължава фазата на почивка до 200.. 300 ns.

С помощта на входната верига DT е възможно да се зададе фиксирана фаза на почивка (делител R-R), режим на плавен старт (RC), дистанционно изключване (ключ), а също и да се използва DT като линеен контролен вход. Входната верига е съставена от pnp транзистори, така че входният ток (до 1,0 uA) изтича от IC, а не се влива в нея. Токът е доста голям, така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление (не повече от 100 kOhm). Вижте TI, страница 23 за пример за защита от пренапрежение с помощта на 3-щифтов ценеров диод TL430 (431).

Усилватели на грешки- всъщност операционни усилватели с Ku=70..95dB постоянно напрежение (60 dB за ранните серии), Ku=1 при 350 kHz. Входните вериги са сглобени на pnp транзистори, така че входният ток (до 1,0 µA) изтича от IC и не се влива в нея. Токът е достатъчно голям за операционния усилвател, преднапрежението също е (до 10 mV), така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление в управляващите вериги (не повече от 100 kOhm). Но благодарение на използването на pnp входове, обхватът на входното напрежение е от -0,3 V до Vsupply-2V.

Изходите на двата усилвателя се комбинират с диод ИЛИ. Усилвателят, на изхода на който има по-голямо напрежение, прихваща управлението на логиката. В този случай изходният сигнал не е наличен отделно, а само от изхода на диода ИЛИ (той е и вход на компаратора на грешки). По този начин само един усилвател може да бъде затворен от обратната връзка в линеен режим. Този усилвател затваря основната, линейна ОС по отношение на изходното напрежение. В този случай вторият усилвател може да се използва като компаратор - например за превишаване на изходния ток или като ключ за логичен алармен сигнал (прегряване, късо съединение и др.), дистанционно изключване и др. Един от входовете на компаратора са свързани с ION, второто ИЛИ аларми (още по-добре - логически И сигнали за нормални състояния).

Когато използвате RC честотно зависима операционна система, трябва да се помни, че изходът на усилвателите всъщност е еднокраен (сериен диод!), Така че зареждането на капацитета (нагоре) ще го зареди, а надолу - ще отнеме много време за освобождаване от отговорност. Напрежението на този изход е от порядъка на 0..+3.5V (малко повече от амплитудата на генератора), след това коефициента на напрежение рязко пада и при около 4.5V на изхода усилвателите се насищат. По същия начин трябва да се избягват резистори с ниско съпротивление в изходната верига на усилвателите (контури OS).

Усилвателите не са проектирани да работят в рамките на един цикъл на работната честота. При забавяне на разпространението на сигнала вътре в усилвателя от 400 ns, те са твърде бавни за това и логиката за управление на тригера не позволява (ще има странични импулси на изхода). В реалните PN вериги граничната честота на веригата OS се избира от порядъка на 200-10000 Hz.

Логика за управление на тригера и изхода- Със захранващо напрежение най-малко 7V, ако напрежението на триона на генератора е по-голямо от това на управляващия вход DT и ако напрежението на триона е по-голямо от това на който и да е от усилвателите на грешки (като се вземат предвид вградените прагове и отмествания) - изходът на веригата е разрешен. Когато генераторът се нулира от максимум до нула, изходите се дезактивират. Тригер с двуфазен изход разделя честотата наполовина. При логическа 0 на вход 13 (режим на изход), тригерните фази се комбинират чрез ИЛИ и се подават едновременно към двата изхода, при логическа 1 те се подават парафазно към всеки изход поотделно.

Изходни транзистори- npn Darlingtons с вградена термична защита (но без токова защита). По този начин минималният спад на напрежението между колектора (обикновено затворен към положителната шина) и емитера (при товара) е 1,5 V (типично при 200 mA), а в обща емитерна верига е малко по-добър, 1,1 V типично. Максималният изходен ток (с един отворен транзистор) е ограничен до 500 mA, максималната мощност за целия кристал е 1W.

2. Характеристики на приложението

Работете върху вратата на MIS транзистора. Изходни повторители

Когато работят с капацитивен товар, който обикновено е порта на MIS транзистор, изходните транзистори TL494 се включват от емитер последовател. Когато средният ток е ограничен до 200 mA, веригата е в състояние да зареди портата сравнително бързо, но е невъзможно да се разреди с изключен транзистор. Разреждането на гейта със заземен резистор също е незадоволително бавно. В края на краищата, напрежението на конвенционалния капацитет на портата намалява експоненциално и за да затвори транзистора, портата трябва да се разреди от 10V до не повече от 3V. Токът на разреждане през резистора винаги ще бъде по-малък от тока на зареждане през транзистора (а резисторът ще се нагрее доста добре и ще открадне ключовия ток, когато се движи нагоре).

Вариант А. Верига за разреждане чрез външен pnp транзистор (заимстван от уебсайта на Shikhman - вижте "Захранване на усилвателя на Jensen"). Когато гейтът се зарежда, токът, протичащ през диода, изключва външния pnp транзистор, когато изходът на IC е изключен, диодът се изключва, транзисторът се включва и разрежда гейта към земята. Минус - работи само при малки мощности на натоварване (ограничени от резерва по ток на изходния транзистор на ИС).

Когато използвате TL598 (с изход за натискане и издърпване), функцията на долното, битово рамо вече е твърдо свързана към чипа. Вариант А не работи в този случай.

Вариант Б. Независим допълнителен повторител. Тъй като основният токов товар се обработва от външен транзистор, капацитетът (зарядният ток) на товара е практически неограничен. Транзистори и диоди - всякакви HF с малко напрежение на насищане и Ck и достатъчен запас от ток (1A на импулс или повече). Например KT644 + 646, KT972 + 973. "Земята" на повторителя трябва да бъде запоена директно до източника на превключвателя на захранването. Колекторите на повторителните транзистори трябва да бъдат шунтирани с керамичен капацитет (не е показан на схемата).

Коя схема да изберете зависи основно от естеството на товара (капацитет на затвора или превключващ заряд), работна честота и изисквания за времето за импулсни фронтове. И те (фронтовете) трябва да са максимално бързи, защото именно на преходни процеси на MIS ключа се разсейват повечето топлинни загуби. Препоръчвам ви да се обърнете към публикации в колекцията International Rectifier за пълен анализ на проблема, но аз самият ще се огранича до пример.

Мощен транзистор - IRFI1010N - има референтен общ заряд на затвора Qg=130nC. Това е много, тъй като транзисторът има изключително голяма площ на канала, за да осигури изключително ниско съпротивление на канала (12 mΩ). Именно тези ключове са необходими в 12V преобразуватели, където всеки милиом е от значение. За да се гарантира отварянето на канала, вратата трябва да бъде снабдена с Vg = + 6V спрямо земята, докато общият заряд на вратата Qg (Vg) = 60 nC. За да се гарантира разреждането на гейта, зареден до 10V, е необходимо да се абсорбира Qg(Vg)=90nC.

2. Реализиране на токова защита, плавен старт, ограничение на работния цикъл

Като правило, в ролята на токов сензор се изисква сериен резистор в веригата на натоварване. Но той ще открадне ценни волтове и ватове на изхода на преобразувателя и ще контролира само веригите на натоварване и няма да може да открие късо съединение в първичните вериги. Решението е сензор за индуктивен ток в първичната верига.

Самият сензор (токов трансформатор) е миниатюрна тороидална намотка (вътрешният й диаметър, в допълнение към намотката на сензора, трябва свободно да преминава през проводника на първичната намотка на главния силов трансформатор). През тора преминаваме проводника на първичната намотка на трансформатора (но не и "земния" проводник на източника!). Задаваме времеконстантата на нарастване на детектора да бъде около 3-10 цикъла на тактовата честота, времеконстантата на затихване е 10 пъти повече, въз основа на работния ток на оптрона (около 2-10 mA при спад на напрежението от 1,2-1,6 V).

От дясната страна на диаграмата - две типични решения за TL494. Разделителят Rdt1-Rdt2 задава максималния работен цикъл (минимална фаза на почивка). Например, при Rdt1=4.7kΩ, Rdt2=47kΩ, изход 4 има постоянно напрежение Udt=450mV, което съответства на фаза на покой от 18..22% (в зависимост от серията IC и работната честота).

Когато захранването е включено, Css се разрежда и потенциалът на DT входа е Vref (+5V). Css се зарежда чрез Rss (известен още като Rdt2), като плавно намалява потенциала на DT до долната граница, ограничена от делителя. Това е плавен старт. При Css=47uF и посочените резистори изходите на веригата се отварят 0,1 s след включване и достигат работния цикъл за още 0,3-0,5 s.

Във веригата, в допълнение към Rdt1, Rdt2, Css, има две утечки - токът на утечка на оптрона (не по-висок от 10 μA при високи температури, около 0,1-1 μA при стайна температура) и базовият ток на IC входен транзистор, протичащ от входа DT. Така че тези токове не влияят значително на точността на делителя, ние избираме Rdt2 = Rss не по-високо от 5 kOhm, Rdt1 - не по-високо от 100 kOhm.

Разбира се, изборът на оптрон и DT верига за управление не е основен. Също така е възможно да се използва усилвател на грешки в режим на сравнение и да се блокира капацитетът или резисторът на генератора (например със същия оптрон) - но това е просто изключване, а не плавно ограничение.

Генератор на TL494 с регулируема честота и работен цикъл

Много полезно устройство за експерименти и работа по настройка е честотният генератор. Изискванията за него са малки, трябва само:

• регулиране на честотата (период на повторение на импулса)
• настройка на работния цикъл (работен цикъл, дължина на импулса)
• широк обхват

Тези изисквания са напълно удовлетворени от схемата на генератора, базирана на добре познатия и широко разпространен чип TL494. Той и много други подробности за тази схема могат да бъдат намерени в ненужно компютърно захранване. Генераторът е с изходна мощност и възможност за отделно захранване на логическата и силовата част. Логическата част на схемата може да се захранва и от силовата, може и от променливо напрежение (има токоизправител на веригата).

Диапазонът на регулиране на честотата на генератора е изключително висок - от десетки херца до 500 kHz, а в някои случаи до 1 MHz, зависи от микросхемата, различните производители имат различни реални стойности на максималната честота, която може да бъде "изцедени".

Нека да преминем към описанието на схемата:

Pit± и Pit~ - захранване на цифровата част на схемата, съответно с директно и променливо напрежение 16-20 волта.
Vout - захранващото напрежение на захранващия блок, то ще бъде на изхода на генератора, от 12 волта. За да захранвате цифровата част на веригата от това напрежение, е необходимо да свържете Vout и Pit ±, като вземете предвид полярността (от 16 волта).
OUT(+/D) - изходна мощност на генератора, като се вземе предвид полярността. + - плюс захранване, D - източване на полевия транзистор. Те са свързани към товара.
G D S - винтов блок за свързване на полеви транзистор, който се избира според параметрите в зависимост от вашите изисквания за честота и мощност. Оформлението на печатната платка е направено, като се вземе предвид минималната дължина на проводниците до изходния ключ и тяхната необходима ширина.

контроли:

Rt е променлив резистор за управление на честотния диапазон на генератора, неговото съпротивление трябва да бъде избрано според вашите специфични изисквания. По-долу е приложен онлайн честотен калкулатор TL494. Резисторът R2 ограничава минималната стойност на съпротивлението на резистора за настройка на времето на микросхемата. Тя може да бъде избрана за конкретен екземпляр на микросхемата или може да бъде зададена както е показано на диаграмата.
Ct - кондензатор за настройка на честотата, отново се позовава на онлайн калкулатор. Позволява ви да зададете диапазона на регулиране според вашите изисквания.
Rdt - променлив резистор за регулиране на работния цикъл. С резистор R1 можете да настроите фино диапазона на настройка от 1% до 99%, а също така можете да поставите джъмпер вместо него в началото.

Ct, nF:
R2, kOhm:
Rt, kOhm:

Няколко думи за работата на схемата. Чрез прилагане на ниско ниво към 13-ия изход на микросхемата (контрол на изхода) той се превключва в режим на един цикъл. Транзисторът на микросхемата, по-нисък според схемата, се зарежда върху резистора R3, за да се създаде изход за свързване на честотомер (честотомер) към генератора. Горният транзистор на микросхемата управлява драйвера на допълнителната двойка транзистори S8050 и S8550, чиято задача е да управлява портата на изходния транзистор на мощността. Резисторът R5 ограничава тока на затвора, стойността му може да се променя. Индуктор L1 и кондензатор с капацитет 47n образуват филтър за защита на TL494 от възможни смущения, генерирани от драйвера. Може да се наложи индуктивността на индуктора да бъде съобразена с вашия честотен диапазон. Трябва да се отбележи, че транзисторите S8050 и S8550 не са избрани случайно, тъй като те имат достатъчна мощност и скорост, което ще осигури необходимата стръмност на ръба. Както можете да видите, схемата е изключително проста и в същото време функционална.

Променливият резистор Rt трябва да бъде направен под формата на два последователно свързани резистора - еднооборотен и многооборотен, ако имате нужда от плавен и точен контрол на честотата.

Печатната платка по традиция е нарисувана с флумастер и гравирана със син витриол.

Като мощен транзистор можете да използвате почти всички транзистори с полеви ефекти, които са подходящи за напрежение, ток и честота. Това могат да бъдат: IRF530, IRF630, IRF640, IRF840.

Колкото по-ниско е съпротивлението на транзистора в отворено състояние, толкова по-малко ще се нагрява по време на работа. Наличието на радиатор на него обаче е задължително.

Сглобен и тестван по схемата от листовката.

Само най-важното.
Захранващо напрежение 8-35v (изглежда възможно до 40v, но не го тествах)
Възможност за работа в еднотактов и двутактов режим.

За режим на един цикъл максималната продължителност на импулса е 96% (не по-малко от 4% мъртво време).
За двутактовия вариант продължителността на мъртвото време не може да бъде по-малко от 4%.
Чрез прилагане на напрежение от 0 ... 3.3v към щифт 4, можете да регулирате мъртвото време. И извършете плавен старт.
Има вграден стабилизиран източник на референтно напрежение 5V и ток до 10mA.
Има вградена защита срещу ниско захранващо напрежение, изключваща се под 5,5 ... 7V (най-често 6,4V). Проблемът е, че при това напрежение MOSFET вече преминават в линеен режим и изгарят ...
Възможно е да изключите генератора на микросхемата, като затворите изхода Rt (6) изхода на референтното напрежение (14) или изхода Ct (5) към земята с ключ.

Работна честота 1…300kHz.

Два вградени "грешка" операционни усилвателя с усилване Ku=70..95 dB. Входове - изходи (1); (2) и (15); (16). Изходите на усилвателите са комбинирани с ИЛИ елемент, така че този, на изхода на който напрежението е по-голямо, контролира продължителността на импулса. Един от входовете на компаратора обикновено е свързан с референтното напрежение (14), а вторият е там, където трябва да бъде ... Закъснението на сигнала вътре в усилвателя е 400ns, те не са проектирани да работят в рамките на един цикъл.

Изходните етапи на микросхемата със среден ток от 200 mA достатъчно бързо зареждат входния капацитет на портата на мощен mosfet, но не осигуряват неговото разреждане. в разумен срок. В тази връзка е необходим външен драйвер.

Изход (5) кондензатор С2 и изход (6) резистори R3; R4 - задайте честотата на вътрешния осцилатор на микросхемата. В режим push-pull се дели на 2.

Има възможност за синхронизация, задействане чрез входни импулси.

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл
Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл (съотношение на продължителността на импулса към продължителността на паузата). С един транзисторен изходен драйвер. Този режим се реализира, ако щифт 13 е свързан към обща захранваща шина.

Схема (1)

Тъй като микросхемата има два изходни етапа, които в този случай работят във фаза, те могат да бъдат свързани паралелно, за да увеличат изходния ток ... Или не са включени ... (в зелено на диаграмата) Също така, резисторът R7 не е винаги настроен.

Чрез измерване на напрежението на резистора R10 с операционен усилвател можете да ограничите изходния ток. Референтното напрежение се подава към втория вход от делителя R5; R6. Добре разбирате, че R10 ще се нагрява.

Верига C6; R11, на (3) крак, сложи за по-голяма стабилност, пита дейташита, но работи и без него. Транзисторът може да бъде взет и npn структури.

Схема (2)

Схема (3)

Еднотактов генератор с регулируема честота и работен цикъл. С драйвер с два транзисторни изхода (допълнителен повторител).
Какво мога да кажа? Формата на сигнала е по-добра, преходните процеси са намалени в моментите на превключване, товароносимостта е по-висока, топлинните загуби са по-малки. Въпреки че това може да е субективно мнение. Но. Сега използвам само драйвер за два транзистора. Да, резисторът във веригата на портата ограничава скоростта на преходните процеси на превключване.

Схема (4)

И тук имаме диаграма на типичен усилващ (усилващ) регулируем едноциклен преобразувател, с регулиране на напрежението и ограничаване на тока.

Схемата работи, отивах към няколко версии. Изходното напрежение зависи от броя на завъртанията на намотката L1, добре, от съпротивлението на резисторите R7; R10; R11, които са избрани по време на настройка ... Самата намотка може да се навие на всичко. Размер - в зависимост от мощността. Пръстен, W-core, дори само на пръта. Но не трябва да преминава в насищане. Следователно, ако пръстенът е направен от ферит, тогава трябва да го изрежете и залепите с празнина. Големи пръстени от компютърни захранвания ще работят добре, не е необходимо да ги режете, те са направени от „пръскано желязо“, празнината вече е осигурена. Ако сърцевината е Ш-образна - задаваме немагнитна междина, идват с къса средна сърцевина - те вече са с междина. Накратко, навиваме с дебел меден или монтажен проводник (0,5-1,0 мм, в зависимост от мощността) и броят на навивките е 10 или повече (в зависимост от това какво напрежение искаме да получим). Свързваме товара към планираното напрежение с ниска мощност. Свързваме нашето творение към батерията чрез мощна лампа. Ако лампата не свети при пълна топлина, вземаме волтметър и осцилоскоп ...

Избираме резистори R7; R10; R11 и броя на завъртанията на бобината L1, постигайки желаното напрежение върху товара.

Дросел Dr1 - 5 ... 10 оборота с дебел проводник на всяко ядро. Дори видях опции, при които L1 и Dr1 са навити на едно и също ядро. Не го проверих лично.

Схема (5)

Това също е истинска схема на усилващ преобразувател, която може да се използва например за зареждане на лаптоп от автомобилна батерия. Компараторът на входовете (15); (16) следи напрежението на батерията "донор" и изключва преобразувателя, когато напрежението върху него падне под избрания праг.

Верига C8; R12; VD2 - така нареченият Snubber, е предназначен да потиска индуктивните пренапрежения. Спестява нисковолтов MOSFET, примерно IRF3205 издържа ако не се лъжа (drain - source) до 50v. Това обаче значително намалява ефективността. И диода, и резистора греят прилично. Това повишава надеждността. В някои режими (вериги), без него, мощен транзистор просто веднага изгаря. И понякога работи без всичко това ... Трябва да погледнете осцилоскопа ...

Схема (6)

Двутактов главен генератор.
Различни варианти на изпълнение и корекции.
На пръв поглед огромно разнообразие от схеми за превключване се свежда до много по-скромен брой наистина работещи ... Първото нещо, което обикновено правя, когато видя "хитра" схема, е да я преначертая в обичайния си стандарт. Преди се казваше ГОСТ. Сега не е ясно как се рисува, което го прави изключително трудно за възприемане. И крие грешките. Мисля, че често се прави нарочно.
Главен осцилатор за полумост или мост. Това е най-простият генератор.Продължителността и честотата на импулса се регулират ръчно. Оптронът на (3) крака също може да регулира продължителността, но настройката е много рязка. Преди прекъсвах работата на микросхемата. Някои "светила" казват, че е невъзможно да се контролира чрез (3) изход, микросхемата ще изгори, но моят опит потвърждава ефективността на това решение. Между другото, той беше успешно използван в заваръчен инвертор.

Схема (10)

Примери за изпълнение на корекции (стабилизиране) на ток и напрежение. Харесах това, което направих на фигура 12. Сините кондензатори вероятно не могат да бъдат инсталирани, но е по-добре да ги оставите.

Схема (11)

Всички инженери по електроника, участващи в проектирането на захранващи устройства, рано или късно се сблъскват с проблема с липсата на еквивалент на товара или функционалните ограничения на съществуващите товари, както и техните размери. За щастие, появата на руския пазар на евтини и мощни полеви транзистори донякъде коригира ситуацията.

Започнаха да се появяват аматьорски дизайни на електронни товари, базирани на транзистори с полеви ефекти, по-подходящи за използване като електронно съпротивление от техните биполярни колеги: по-добра температурна стабилност, почти нулево съпротивление на канала в отворено състояние, ниски контролни токове са основните предимства, които определят предпочитание за използването им като регулиращ компонент в мощни устройства. Освен това се появи голямо разнообразие от оферти от производители на инструменти, чиито цени са пълни с голямо разнообразие от модели електронни товари. Но тъй като производителите фокусират своите много сложни и многофункционални продукти, наречени "електронни товари", главно върху производството, цените на тези продукти са толкова високи, че само много богат човек може да си позволи да купи. Вярно е, че не е съвсем ясно защо един богат човек се нуждае от електронен товар.

EN промишлено производство, фокусирано върху любителския инженерен сектор, не съм бил забелязан. Така че отново трябва да направите всичко сами. Ех... Да започваме.

Предимства на електронен манекен за товар

Защо по принцип електронните еквиваленти на натоварване са за предпочитане пред традиционните средства (мощни резистори, лампи с нажежаема жичка, термични нагреватели и други устройства), често използвани от дизайнерите при настройка на различни захранващи устройства?

Гражданите на портала, свързани с проектиране и ремонт на захранвания, несъмнено знаят отговора на този въпрос. Лично аз виждам два фактора, които са достатъчни, за да имам електронен товар в моята "лаборатория": малки размери, възможност за контрол на мощността на товара в широк диапазон с прости средства (начина, по който регулираме силата на звука или изходното напрежение на захранването - с конвенционален променлив резистор, а не чрез мощни ножови контакти, реостатен двигател и др.).

В допълнение, "действията" на електронния товар могат лесно да бъдат автоматизирани, което прави по-лесно и по-усъвършенствано тестването на захранващото устройство с електронния товар. В същото време, разбира се, очите и ръцете на инженера се освобождават, работата става по-продуктивна. Но за очарованието на всички възможни камбани и свирки и съвършенства - не в тази статия, а може би от друг автор. Междувременно - само за друг вид електронен товар - импулс.

Характеристики на импулсната версия на EN

Аналоговите електронни товари със сигурност са добри и много от тези, които са използвали EH при настройване на захранващи устройства, са оценили предимствата му. Импулсните захранвания имат своя собствена жар, което позволява да се оцени работата на захранването с импулсен товар, като например работата на цифрови устройства. Мощните усилватели на аудио честота също имат характерен ефект върху захранващите устройства и следователно би било хубаво да знаете как захранващото устройство, проектирано и произведено за конкретен усилвател, ще се държи при даден товар.

При диагностициране на ремонтируеми захранвания се забелязва и ефектът от използването на импулсно захранване. Така например с помощта на импулсно захранване беше открита неизправност на модерен компютърен захранващ блок. Докладваната неизправност на този 850-ватов PSU е следната: при работа с това захранване компютърът се изключва произволно по всяко време, докато работи с което и да е приложение, независимо от консумираната мощност в момента на изключване. При проверка за нормално натоварване (куп мощни резистори от + 3V, + 5V и халогенни крушки от + 12V), този PSU работи с гръм и трясък за няколко часа, въпреки факта, че мощността на натоварване беше 2/3 от декларираната мощност. Неизправността се прояви, когато импулсното захранване беше свързано към + 3V канала и захранващият блок започна да се изключва, веднага щом стрелката на амперметъра достигна разделението 1A. В същото време токовете на натоварване във всеки от другите канали за положително напрежение не надвишават 3А. Контролната платка се оказа дефектна и беше сменена с подобна (за щастие имаше същото захранване с изгоряла захранваща част), след което захранването заработи нормално на максимално допустимия ток за примера използвано импулсно захранване (10А), което е обект на описание в тази статия.

Идея

Идеята за създаване на импулсен товар се появи доста отдавна и беше реализирана за първи път през 2002 г., но не в сегашния си вид и на различна елементна база и за малко по-различни цели и по това време нямаше достатъчно стимули за мен лично и други причини за развитието на тази идея. Сега звездите са различни и нещо се събра за следващото въплъщение на това устройство. От друга страна, устройството първоначално имаше малко по-различна цел - проверка на параметрите на импулсни трансформатори и дросели. Но едното не пречи на другото. Между другото, ако някой иска да направи изследване на индуктивни компоненти, използвайки това или подобно устройство, моля: по-долу има архиви на статии от уважавани (в областта на силовата електроника) инженери, посветени на тази тема.

И така, какво е "класическата" (аналогова) EN по принцип. Стабилизатор на ток, работещ в режим на късо съединение. И нищо друго. И този, който в пристъп на някаква страст ще затвори изходните клеми на зарядното устройство или заваръчната машина и ще каже: това е електронен товар, ще бъде прав! Не е факт, разбира се, че подобно късо съединение няма да има пагубни последици, както за устройствата, така и за самия оператор, но и двете устройства наистина са източници на ток и биха могли да претендират, след известно усъвършенстване, ролята на електронен товар, като всеки друг произволно примитивен източник на ток. Токът в аналоговата електронна схема ще зависи от напрежението на изхода на тестваното PSU, омичното съпротивление на канала на полевия транзистор, зададено от стойността на напрежението на неговия порта.

Токът в импулсното захранване ще зависи от сумата от параметрите, които ще включват ширината на импулса, минималното съпротивление на отворения канал на изходния превключвател и свойствата на тествания PSU (капацитет на кондензатора, индуктивност на дроселите на PSU, изходно напрежение).
При отворен ключ EN образува краткотрайно късо съединение, при което кондензаторите на тествания PSU се разреждат, а дроселите (ако се съдържат в конструкцията на PSU) имат тенденция да се насищат. Класическо късо съединение обаче не се получава, т.к. ширината на импулса е ограничена във времето от микросекундни стойности, които определят големината на разрядния ток на кондензаторите на захранващия блок.
В същото време тестът на импулсното захранване е по-екстремален за тестваното PSU. От друга страна, по време на такава проверка се разкриват повече „подводни камъни“, чак до качеството на захранващите проводници, доставени към захранващото устройство. И така, при свързване на импулсно захранване към 12-волтов PSU със свързващи медни проводници с диаметър на сърцевината 0,8 mm и ток на натоварване 5A, осцилограмата на захранването разкрива вълни, които са последователност от правоъгълни импулси с колебание до 2V и пикови удари с амплитуда, равна на захранващото напрежение. На клемите на самия PSU практически нямаше вълни от EN. На самия EN вълните бяха сведени до минимум (по-малко от 50mV) чрез увеличаване на броя на нишките на всеки проводник, захранващ EN - до 6. В "двупроводната" версия, минимум вълни, сравними с "шест- тел" версия е постигната чрез инсталиране на допълнителен електролитен кондензатор с капацитет 4700mF в точките на свързване на захранващите проводници с товар. Така че при изграждането на захранващ блок импулсното захранване може да бъде много полезно.

Схема

EN е сглобен на популярни (поради голям брой рециклирани компютърни захранвания) компоненти. Схемата EN съдържа генератор с регулируема честота и ширина на импулса, термична и токова защита. Генераторът е направен на ШИМ TL494.

Регулирането на честотата се извършва от променлив резистор R1; работен цикъл - R2; термична чувствителност - R4; ограничение на тока - R14.
Изходът на генератора се захранва от емитер последовател (VT1, VT2), за да работи върху капацитета на портите на полеви транзистори от 4 или повече.

Генераторната част на веригата и буферният етап на транзистори VT1, VT2 могат да се захранват от отделен източник на захранване с изходно напрежение +12 ... 15V и ток до 2A или от + 12V канал на PSU под тест.

Изходът на EN (дрейн на полевия транзистор) е свързан към "+" на тестваното PSU, общият проводник на EN е свързан към общия проводник на PSU. Всеки от портите на полеви транзистори (в случай на групова употреба) трябва да бъде свързан към изхода на буферния етап със собствен резистор, изравнявайки разликата в параметрите на портата (капацитет, прагово напрежение) и осигурявайки синхронна работа на превключвателите.

Снимките показват, че на платката EN има двойка светодиоди: зелено - индикаторът за мощност на натоварването, червено - показва работата на усилвателите на грешката на микросхемата при критична температура (постоянен блясък) или ограничение на тока (едва забележимо трептене). Работата на червения светодиод се управлява от ключ на транзистор KT315, чийто емитер е свързан към общ проводник; база (чрез резистор 5-15kΩ) с изход 3 на микросхемата; колектор - (чрез резистор 1,1 kΩ) с катода на светодиода, чийто анод е свързан към клеми 8, 11, 12 на микросхемата DA1. Този възел не е показан на диаграмата, т.к. не е абсолютно задължително.

Относно резистора R16. Когато през него премине ток от 10А, мощността, разсейвана от резистора, ще бъде 5W (съпротивлението е посочено на диаграмата). В реален дизайн се използва резистор със съпротивление 0,1 Ohm (необходимата стойност не е намерена) и разсейваната мощност в неговия случай при същия ток ще бъде 10W. Температурата на резистора е много по-висока от температурата на ключовете EH, които (при използване на показания на снимката радиатор) не се нагряват много. Ето защо е по-добре да инсталирате температурен датчик на резистор R16 (или в непосредствена близост), а не на радиатор с EN ключове.

Въпросната микросхема принадлежи към списъка на най-разпространените и широко използвани интегрални електронни схеми. Неговият предшественик беше серията PWM контролери Unitrode UC38xx. През 1999 г. тази компания беше закупена от Texas Instruments и оттогава започна разработването на линия от тези контролери, което доведе до създаването в началото на 2000-те. Чипове от серия TL494. В допълнение към вече отбелязаните по-горе UPS, те могат да бъдат намерени в регулатори на постоянно напрежение, в контролирани задвижвания, в устройства за плавно пускане, с една дума, навсякъде, където се използва PWM управление.

Сред компаниите, клонирали тази микросхема, има такива световноизвестни марки като Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Всички те дават подробно описание на своите продукти, т.нар. TL494CN datasheet.

Документация

Анализът на описанията на разглеждания тип микросхема от различни производители показва практическата идентичност на неговите характеристики. Количеството информация, предоставена от различните фирми, е почти еднакво. Освен това листът с данни TL494CN от марки като Motorola, Inc и ON Semiconductor се повтаря взаимно в своята структура, фигури, таблици и графики. Представянето на материала от Texas Instruments е малко по-различно от тях, но при внимателно проучване става ясно, че се има предвид идентичен продукт.

Целта на чипа TL494CN

Традиционно ще започнем да го описваме с предназначението и списъка на вътрешните устройства. Това е PWM контролер с фиксирана честота, предназначен основно за UPS приложения и съдържа следните устройства:

• трионообразен генератор на напрежение (GPN);
• усилватели на грешки;
• референтен (референтен) източник на напрежение +5 V;
• схема за настройка на мъртвото време;
• изход за ток до 500 mA;
• схема за избор на едно- или двутактов режим на работа.

Гранични параметри

Както всяка друга микросхема, описанието на TL494CN трябва да съдържа списък с максимално допустими характеристики на производителност. Нека ги дадем въз основа на данни от Motorola, Inc:

1. Захранващо напрежение: 42 V.
2. Колекторно напрежение на изходния транзистор: 42 V.
3. Изходен транзистор колекторен ток: 500 mA.
4. Диапазон на входното напрежение на усилвателя: -0,3 V до +42 V.
5. Разсейвана мощност (при t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Температурен диапазон на съхранение: -55 до +125 °С.
7. Температурен диапазон на работна среда: от 0 до +70 °С.

Трябва да се отбележи, че параметър 7 за чипа TL494IN е малко по-широк: от -25 до +85 °С.

Дизайн на чип TL494CN

Описанието на руски език на заключенията на тялото му е показано на фигурата по-долу.

Микросхемата е поставена в пластмасов (това е обозначено с буквата N в края на нейното обозначение) 16-пинов пакет с щифтове тип pdp.

Външният му вид е показан на снимката по-долу.

TL494CN: функционална диаграма

И така, задачата на тази микросхема е широчинно-импулсна модулация (PWM или английски Pulse Width Modulated (PWM)) на импулси на напрежение, генерирани както в регулирани, така и в нерегулирани UPS. В захранващите устройства от първия тип диапазонът на продължителност на импулса като правило достига максималната възможна стойност (~ 48% за всеки изход в двутактни вериги, широко използвани за захранване на автомобилни аудио усилватели).

Чипът TL494CN има общо 6 изходни пина, 4 от тях (1, 2, 15, 16) са входове към вътрешни усилватели на грешки, използвани за защита на UPS от токови и потенциални претоварвания. Пин #4 е входен сигнал от 0 до 3V за регулиране на работния цикъл на изходната правоъгълна вълна, а #3 е изход за сравнение и може да се използва по няколко начина. Други 4 (номера 8, 9, 10, 11) са свободни колектори и емитери на транзистори с максимален допустим ток на натоварване 250 mA (в непрекъснат режим не повече от 200 mA). Те могат да бъдат свързани по двойки (9 с 10 и 8 с 11) за управление на мощни полеви устройства с максимално допустим ток 500 mA (не повече от 400 mA в непрекъснат режим).

Каква е вътрешната структура на TL494CN? Диаграмата му е показана на фигурата по-долу.

Микросхемата има вграден източник на референтно напрежение (ION) +5 V (№ 14). Обикновено се използва като референтно напрежение (с точност от ± 1%), приложено към входовете на вериги, които консумират не повече от 10 mA, например към щифт 13 по избор на едно- или двуциклена работа на микросхема: ако има +5 V, се избира вторият режим, ако върху него има минус захранващо напрежение - първият.

За регулиране на честотата на трионообразния генератор на напрежение (GPN) се използват кондензатор и резистор, свързани съответно към щифтове 5 и 6. И, разбира се, микросхемата има клеми за свързване на плюс и минус на източника на захранване (номера 12 и 7, съответно) в диапазона от 7 до 42 V.

От диаграмата може да се види, че в TL494CN има редица вътрешни устройства. Описание на руски език на тяхното функционално предназначение ще бъде дадено по-долу в хода на представянето на материала.

Функции на входния терминал

Точно като всяко друго електронно устройство. Въпросната микросхема има свои собствени входове и изходи. Ще започнем с първото. Списък на тези щифтове TL494CN вече е даден по-горе. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.

Заключение 1

Това е положителният (неинвертиращ) вход на усилвател на грешка 1. Ако напрежението върху него е по-ниско от напрежението на пин 2, изходът на усилвател на грешка 1 ще бъде нисък. Ако е по-високо от това на щифт 2, сигналът на усилвателя за грешка 1 ще стане висок. Изходът на усилвателя по същество възпроизвежда положителния вход, използвайки щифт 2 като еталон. Функциите на усилвателите на грешката ще бъдат описани по-подробно по-долу.

Заключение 2

Това е отрицателният (инвертиращ) вход на усилвателя на грешка 1. Ако този щифт е по-висок от щифт 1, изходът на усилвателя на грешка 1 ще бъде нисък. Ако напрежението на този щифт е по-ниско от напрежението на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.

Заключение 15

Работи точно както # 2. Често вторият усилвател на грешка не се използва в TL494CN. В този случай неговата превключваща верига съдържа щифт 15, просто свързан към 14-ти (референтно напрежение +5 V).

Заключение 16

Работи по същия начин като # 1. Обикновено се свързва към общ # 7, когато вторият усилвател на грешка не се използва. С щифт 15, свързан към +5V и #16, свързан към общ, изходът на втория усилвател е нисък и следователно няма ефект върху работата на чипа.

Заключение 3

Този щифт и всеки вътрешен усилвател TL494CN са диодно свързани. Ако сигналът на изхода на някой от тях се промени от нисък на висок, тогава при номер 3 той също става висок. Когато сигналът на този щифт превиши 3,3 V, изходните импулси се изключват (нулев работен цикъл). Когато напрежението върху него е близо до 0 V, продължителността на импулса е максимална. Между 0 и 3.3V ширината на импулса е между 50% и 0% (за всеки от изходите на PWM контролера - на пинове 9 и 10 на повечето устройства).

Ако е необходимо, щифт 3 може да се използва като входен сигнал или може да се използва за осигуряване на затихване на скоростта на промяна на ширината на импулса. Ако напрежението върху него е високо (> ~ 3,5 V), няма как да стартирате UPS на PWM контролера (няма да има импулси от него).

Заключение 4

Той контролира коефициента на запълване на изходните импулси (англ. Dead-Time Control). Ако напрежението върху него е близо до 0 V, микросхемата ще може да изведе както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса (както се определя от други входни сигнали). Ако към този щифт се приложи напрежение от около 1,5 V, ширината на изходния импулс ще бъде ограничена до 50% от максималната му ширина (или ~25% работен цикъл за Push-pull PWM контролер). Ако напрежението върху него е високо (> ~ 3,5 V), няма начин да стартирате UPS на TL494CN. Неговата превключваща верига често съдържа № 4, свързан директно към земята.

• Важно е да запомните! Сигналът на пинове 3 и 4 трябва да е по-нисък от ~3,3 V. Какво се случва, ако е близо до, например, +5 V? Как ще се държи TL494CN тогава? Веригата на преобразувателя на напрежение върху него няма да генерира импулси, т.е. няма да има изходно напрежение от UPS.

Заключение 5

Служи за свързване на синхронизиращия кондензатор Ct, а вторият му контакт е свързан към земята. Стойностите на капацитета обикновено са от 0,01 μF до 0,1 μF. Промените в стойността на този компонент водят до промяна в честотата на GPN и изходните импулси на PWM контролера. По правило тук се използват висококачествени кондензатори с много нисък температурен коефициент (с много малка промяна на капацитета при промяна на температурата).

Заключение 6

За да свържете резистора за настройка на времето Rt, а вторият му контакт е свързан към земята. Стойностите на Rt и Ct определят честотата на FPG.

• f = 1,1: (Rt x Ct).

Заключение 7

Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.

Заключение 12

Обозначава се с буквите VCC. Към него е свързан "плюсът" на захранването TL494CN. Неговата превключваща верига обикновено съдържа № 12, свързан към превключвателя на захранването. Много UPS използват този щифт за включване и изключване на захранването (и самия UPS). Ако има +12 V и No7 е заземен, GPN и ION чиповете ще работят.

Заключение 13

Това е въвеждането на работния режим. Работата му е описана по-горе.

Функции на изходния терминал

Те също бяха изброени по-горе за TL494CN. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.

Заключение 8

Има 2 npn транзистора на този чип, които са неговите изходни ключове. Този щифт е колекторът на транзистор 1, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (12 V). Въпреки това в схемите на някои устройства той се използва като изход и можете да видите меандър на него (както и на № 11).

Заключение 9

Това е емитерът на транзистор 1. Той задвижва силовия транзистор на UPS (ефект на полето в повечето случаи) в двутактна верига, директно или чрез междинен транзистор.

Заключение 10

Това е емитерът на транзистор 2. При едноциклична работа сигналът на него е същият като на № 9. В режим на издърпване сигналите на № 9 и 10 са извън фаза, т.е. на единия нивото на сигнала е високо, на другото е ниско и обратно. В повечето устройства сигналите от емитерите на изходните транзисторни превключватели на въпросната микросхема управляват мощни транзистори с полеви ефекти, които се задвижват във включено състояние, когато напрежението на изводи 9 и 10 е високо (над ~ 3,5 V, но не се отнася за нивото от 3,3 V на №№ 3 и 4).

Заключение 11

Това е колекторът на транзистор 2, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (+12 V).

• Забележка: В устройствата на TL494CN превключващата верига може да съдържа както колектори, така и емитери на транзистори 1 и 2 като изходи на PWM контролера, въпреки че втората опция е по-често срещана. Има обаче варианти кога точно пинове 8 и 11 са изходи. Ако намерите малък трансформатор във веригата между IC и FETs, изходният сигнал най-вероятно е взет от тях (от колекторите).

Заключение 14

Това е ION изходът, също описан по-горе.

Принцип на действие

Как работи чипът TL494CN? Ще дадем описание на реда на неговата работа въз основа на материали от Motorola, Inc. Изходът за модулация на ширината на импулса се постига чрез сравняване на положителния трионообразен сигнал от кондензатора Ct с всеки от двата управляващи сигнала. Изходните транзистори Q1 и Q2 НЕ са затворени, за да ги отворят само когато входът на тригерния часовник (C1) (вижте функционалната диаграма на TL494CN) падне на ниско ниво.

По този начин, ако нивото на логическа единица е на входа C1 на тригера, тогава изходните транзистори са затворени и в двата режима на работа: едноцикличен и двутактен. Ако на този вход има сигнал, тогава в режим push-pull транзисторът се отваря един по един при пристигането на прекъсване на тактовия импулс към тригера. В режим на един цикъл тригерът не се използва и двата изходни клавиша се отварят синхронно.

Това отворено състояние (и в двата режима) е възможно само в тази част от периода на FPV, когато трионообразното напрежение е по-голямо от управляващите сигнали. По този начин увеличаването или намаляването на големината на управляващия сигнал причинява съответно линейно увеличение или намаляване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата.

Като управляващи сигнали могат да се използват напрежението от пин 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешки или входът на сигнала за обратна връзка от пин 3.

Първите стъпки в работата с микросхема

Преди да направите полезно устройство, се препоръчва да проучите как работи TL494CN. Как да проверите неговата ефективност?

Вземете макетната платка, монтирайте чипа върху нея и свържете проводниците според диаграмата по-долу.

Ако всичко е свързано правилно, тогава веригата ще работи. Оставете щифтове 3 и 4 свободни. Използвайте осцилоскопа си, за да проверите работата на FPV - трябва да видите зъбно напрежение на пин 6. Резултатите ще бъдат нула. Как да определите тяхната производителност в TL494CN. Може да се провери по следния начин:

1. Свържете изхода за обратна връзка (#3) и изхода за управление на мъртвото време (#4) към общ (#7).
2. Вече трябва да можете да откривате правоъгълни импулси на изходите на чипа.

Как да усиля изходния сигнал?

Изходът на TL494CN е доста нисък ток и със сигурност искате повече мощност. Следователно трябва да добавим няколко мощни транзистори. Най-лесните за използване (и много лесни за получаване - от дънна платка на стар компютър) са n-каналните мощни MOSFET. В същото време трябва да обърнем изхода на TL494CN, защото ако свържем n-канален MOSFET към него, тогава при липса на импулс на изхода на микросхемата, той ще бъде отворен за DC поток. Когато може просто да изгори ... Така че изваждаме универсален npn транзистор и го свързваме според диаграмата по-долу.

Силовият MOSFET в тази схема се управлява пасивно. Това не е много добре, но за тестови цели и ниска мощност е доста подходящо. R1 във веригата е натоварването на npn транзистора. Изберете го според максимално допустимия ток на колектора му. R2 представлява натоварването на нашето захранващо стъпало. В следващите експерименти той ще бъде заменен от трансформатор.

Ако сега погледнем сигнала на пин 6 на микросхемата с осцилоскоп, ще видим „трион“. При номер 8 (K1) все още можете да видите правоъгълни импулси, а при източването на MOSFET импулсите са със същата форма, но по-големи.

И как да увелича напрежението на изхода?

Сега нека вдигнем малко напрежение с TL494CN. Схемата на превключване и свързване е същата - на макетната платка. Разбира се, не можете да получите достатъчно високо напрежение върху него, особено след като няма радиатор на силовите MOSFET. Все пак свържете малък трансформатор към изходния етап според тази диаграма.

Първичната намотка на трансформатора съдържа 10 оборота. Вторичната намотка съдържа около 100 оборота. По този начин коефициентът на трансформация е 10. Ако приложите 10V към първичната, трябва да получите около 100V на изхода. Сърцевината е феритна. Можете да използвате някакво средно голямо ядро ​​от захранващ трансформатор за компютър.

Внимавайте, изходът на трансформатора е с високо напрежение. Токът е много слаб и няма да ви убие. Но можете да получите добро попадение. Друга опасност е, че ако поставите голям кондензатор на изхода, той ще съхранява много заряд. Следователно, след изключване на веригата, тя трябва да се разреди.

На изхода на веригата можете да включите всеки индикатор като електрическа крушка, както е на снимката по-долу.

Работи с постоянно напрежение и се нуждае от около 160V, за да светне. (Захранването на цялото устройство е около 15 V - с порядък по-ниско.)

Трансформаторната изходна верига се използва широко във всеки UPS, включително PC захранвания. В тези устройства първият трансформатор, свързан чрез транзисторни ключове към изходите на ШИМ контролера, служи за нисковолтовата част на веригата, включително TL494CN, от нейната високоволтова част, която съдържа трансформатора на мрежовото напрежение.

Волтажен регулатор

Като правило, в домашните малки електронни устройства, захранването се осигурява от типичен PC UPS, направен на TL494CN. Захранващата верига на компютъра е добре известна, а самите блокове са лесно достъпни, тъй като милиони стари компютри се изхвърлят годишно или се продават за резервни части. Но като правило, тези UPS не произвеждат напрежение, по-високо от 12 V. Това е твърде малко за честотно устройство. Разбира се, може да се опита да се използва PC UPS с пренапрежение за 25V, но ще бъде трудно да се намери и твърде много мощност ще се разсейва при 5V в логическите елементи.

Въпреки това, на TL494 (или аналози), можете да изградите всякакви вериги с достъп до повишена мощност и напрежение. Използвайки типични части от PC UPS и мощни MOSFET от дънната платка, можете да изградите PWM регулатор на напрежение на TL494CN. Схемата на преобразувателя е показана на фигурата по-долу.

На него можете да видите схемата за включване на микросхемата и изходния етап на два транзистора: универсален npn- и мощен MOS.

Основни части: T1, Q1, L1, D1. Биполярният T1 се използва за задвижване на захранващ MOSFET, свързан по опростен начин, т.нар. "пасивен". L1 е индуктор от стар принтер HP (около 50 оборота, 1 см височина, 0,5 см ширина с намотки, отворен дросел). D1 е от друго устройство. TL494 е свързан по алтернативен начин на горния, въпреки че може да се използва всеки от тях.

C8 е малък капацитет, за да се предотврати ефектът от шума, влизащ във входа на усилвателя на грешката, стойност от 0,01uF ще бъде повече или по-малко нормална. По-големите стойности ще забавят настройката на необходимото напрежение.

C6 е още по-малък кондензатор и се използва за филтриране на високочестотен шум. Капацитетът му е до няколкостотин пикофарада.

Николай Петрушов

TL494, що за "звяр" е това?

TL494 (Texas Instruments) е може би най-разпространеният PWM контролер, на базата на който са създадени повечето компютърни захранвания и захранващи части на различни домакински уреди.
И сега тази микросхема е доста популярна сред радиолюбителите, участващи в изграждането на импулсни захранвания. Вътрешният аналог на тази микросхема е M1114EU4 (KR1114EU4). В допълнение, различни чуждестранни компании произвеждат тази микросхема с различни имена. Например IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Това е един и същ чип.
Нейната възраст е много по-млада от TL431. Започва да се произвежда от Texas Instruments някъде в края на 90-те - началото на 2000-те.
Нека се опитаме да разберем заедно какво е това и какъв вид "звяр" е? Ще разгледаме чипа TL494 (Texas Instruments).

И така, нека започнем, като разгледаме какво има вътре.

Съединение.

Съдържа:
- генератор на трионно напрежение (GPN);
- компаратор за настройка на мъртвото време (DA1);
- Компаратор за настройка на ШИМ (DA2);
- усилвател на грешка 1 (DA3), използван главно за напрежение;
- усилвател на грешка 2 (DA4), използван главно от токоограничителен сигнал;
- източник на стабилно референтно напрежение (ION) за 5V с външен изход 14;
- верига за управление на изходния етап.

След това, разбира се, ще разгледаме всичките му компоненти и ще се опитаме да разберем за какво е всичко това и как работи всичко, но първо ще е необходимо да дадем неговите работни параметри (характеристики).

Настроики	Мин.	Макс.	Мерна единица промяна
V CC Захранващо напрежение	7	40	AT
V I Входно напрежение на усилвателя	-0,3	VCC-2	AT
V O Колекторно напрежение		40	AT
Колекторен ток (всеки транзистор)		200	mA
Ток на обратна връзка		0,3	mA
f OSC Честота на осцилатора	1	300	kHz
C T кондензатор на алтернатор	0,47	10000	nF
R T Съпротивление на резистора на генератора	1,8	500	kOhm
T A Работна температура TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Неговите ограничаващи характеристики са следните;

Захранващо напрежение................................................ .....41Б

Входно напрежение на усилвателя...................................(Vcc+0.3)V

Изходно напрежение на колектора............................41V

Изходен ток на колектора..................................... .....250mA

Общо разсейване на мощност в непрекъснат режим....1W

Местоположението и предназначението на щифтовете на микросхемата.

Заключение 1

Това е неинвертиращият (положителен) вход на усилвател на грешка 1.
Ако входното напрежение на него е по-ниско от напрежението на пин 2, тогава няма да има напрежение на изхода на този усилвател на грешка 1 (изходът ще бъде нисък) и няма да има никакъв ефект върху ширината (работен цикъл) на изходните импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-високо от това на щифт 2, тогава напрежението ще се появи на изхода на този усилвател 1 (изходът на усилвател 1 ще има високо ниво) и ширината (работен цикъл) на изходните импулси ще намалее повече, толкова по-високо е изходното напрежение на този усилвател (максимум 3,3 волта).

Заключение 2

Това е инвертиращият (отрицателен) вход на усилвател на грешка 1.
Ако входното напрежение на този щифт е по-високо от щифт 1, няма да има грешка в напрежението на изхода на усилвателя (изходът ще бъде нисък) и няма да има ефект върху ширината (работен цикъл) на изходните импулси.
Ако напрежението на този щифт е по-ниско от това на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.

Усилвателят на грешки е конвенционален операционен усилвател с коефициент на усилване от порядъка на = 70..95dB за постоянно напрежение (Ku = 1 при честота от 350 kHz). Диапазонът на входното напрежение на операционния усилвател се простира от -0,3 V до захранващото напрежение, минус 2 V. Тоест, максималното входно напрежение трябва да е поне два волта по-ниско от захранващото.

Заключение 3

Това са изходите на усилватели на грешки 1 и 2, свързани към този изход чрез диоди (ИЛИ верига). Ако напрежението на изхода на който и да е усилвател се промени от ниско на високо, тогава на пин 3 то също става високо.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава импулсите на изхода на микросхемата изчезват (нулев работен цикъл).
Ако напрежението на този щифт е близо до 0 V, тогава продължителността на изходните импулси (работен цикъл) ще бъде максимална.

Извод 3 обикновено се използва за осигуряване на обратна връзка към усилвателите, но ако е необходимо, извод 3 може да се използва и като вход за осигуряване на промяна на ширината на импулса.
Ако напрежението върху него е високо (> ~ 3,5 V), тогава няма да има импулси на изхода на MS. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.

Заключение 4

Той контролира обхвата на промяна на "мъртвото" време (англ. Dead-Time Control), по принцип това е един и същ работен цикъл.
Ако напрежението върху него е близо до 0 V, тогава изходът на микросхемата ще има както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса, които могат да бъдат съответно зададени от други входни сигнали (усилватели на грешки, щифт 3).
Ако напрежението на този щифт е около 1,5 V, тогава ширината на изходните импулси ще бъде в района на 50% от максималната им ширина.
Ако напрежението на този щифт надвишава 3,3 V, тогава няма да има импулси на изхода на MS. Захранването няма да започне при никакви обстоятелства.
Но не трябва да забравяте, че с увеличаване на "мъртвото" време обхватът на регулиране на ШИМ ще намалее.

Чрез промяна на напрежението на пин 4 можете да зададете фиксирана ширина на "мъртвото" време (R-R делител), да приложите режим на плавен старт в PSU (R-C верига), да осигурите дистанционно изключване на MS (ключ) и вие може също да използва този щифт като линеен контролен вход.

Нека да разгледаме (за тези, които не знаят) какво е "мъртво" време и за какво служи.
Когато работи двутактна захранваща верига, импулсите се подават алтернативно от изходите на микросхемата към базите (портите) на изходните транзистори. Тъй като всеки транзистор е инерционен елемент, той не може незабавно да се затвори (отвори), когато се отстрани (приложи) сигнал от основата (порта) на изходния транзистор. И ако импулсите се прилагат към изходните транзистори без "мъртво" време (т.е. импулсът се премахва от един и веднага се прилага към втория), може да дойде момент, когато един транзистор няма време да се затвори, а вторият има вече е отворен. Тогава целият ток (наричан през ток) ще тече през двата отворени транзистора, заобикаляйки товара (намотка на трансформатора) и тъй като няма да бъде ограничен от нищо, изходните транзистори моментално ще се повредят.
За да не се случи това, е необходимо след края на един импулс и преди началото на следващия - да е изтекло известно време, достатъчно за надеждно затваряне на изходния транзистор, от входа на който е отстранен управляващият сигнал.
Това време се нарича "мъртво" време.

Да, дори ако погледнете фигурата със състава на микросхемата, виждаме, че щифт 4 е свързан към входа на компаратора за настройка на мъртвото време (DA1) чрез източник на напрежение от 0,1-0,12 V. Защо се прави това?
Това се прави така, че максималната ширина (работен цикъл) на изходните импулси никога да не е равна на 100%, за да се гарантира безопасната работа на изходните (изходните) транзистори.
Тоест, ако "поставите" пин 4 на общ проводник, тогава на входа на компаратора DA1 все още няма да има нулево напрежение, но ще има напрежение точно на тази стойност (0,1-0,12 V) и импулси от генераторът на зъбно напрежение (GPN) ще се появи на изхода на микросхемата само когато тяхната амплитуда на щифт 5 надвишава това напрежение. Тоест, микросхемата има фиксиран максимален праг на работния цикъл на изходните импулси, който няма да надвишава 95-96% за едноциклена работа на изходния етап и 47,5-48% за двуциклена работа на изхода сцена.

Заключение 5

Това е изходът на GPN, той е предназначен да свърже към него кондензатор за настройка на времето Ct, чийто втори край е свързан към общ проводник. Капацитетът му обикновено се избира от 0,01 μF до 0,1 μF, в зависимост от изходната честота на FPG импулсите на PWM контролера. Като правило тук се използват висококачествени кондензатори.
Изходната честота на GPN може просто да се контролира от този щифт. Диапазонът на изходното напрежение на генератора (амплитудата на изходните импулси) е някъде от порядъка на 3 волта.

Заключение 6

Това е и изходът на GPN, предназначен за свързване на резистор за настройка на времето Rt към него, вторият край на който е свързан към общ проводник.
Стойностите на Rt и Ct определят изходната честота на GPN и се изчисляват по формулата за едноциклична операция;

За режим на работа с push-pull формулата има следния вид;

За PWM контролери от други компании честотата се изчислява по същата формула, с изключение на това, че числото 1 ще трябва да се промени на 1.1.

Заключение 7

Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.

Заключение 8

Микросхемата има изходен етап с два изходни транзистора, които са нейните изходни ключове. Колекторните и емитерните изводи на тези транзистори са свободни и затова в зависимост от необходимостта тези транзистори могат да бъдат включени в схемата за работа както с общ емитер, така и с общ колектор.
В зависимост от напрежението на пин 13, това изходно стъпало може да работи както в двутактов, така и в едноцикличен режим. При работа с един цикъл тези транзистори могат да бъдат свързани паралелно, за да се увеличи тока на натоварване, което обикновено се прави.
И така, щифт 8 е колекторният щифт на транзистор 1.

Заключение 9

Това е емитерният извод на транзистор 1.

Заключение 10

Това е емитерният извод на транзистор 2.

Заключение 11

Това е колекторът на транзистор 2.

Заключение 12

Към този щифт е свързан "плюсът" на захранването TL494CN.

Заключение 13

Това е изходът за избор на режим на работа на изходното стъпало. Ако този щифт е свързан към маса, изходното стъпало ще работи в еднопосочен режим. Изходните сигнали на изходите на транзисторните ключове ще бъдат еднакви.
Ако приложите напрежение от +5 V към този щифт (свържете щифтове 13 и 14 един към друг), тогава изходните клавиши ще работят в режим на издърпване. Изходните сигнали на клемите на транзисторните ключове ще бъдат извън фаза и честотата на изходните импулси ще бъде наполовина по-малка.

Заключение 14

Това е изходът на конюшнята Иизточник Опорно знапрежение (ION), С изходно напрежение от +5 V и изходен ток до 10 mA, което може да се използва като еталон за сравнение в усилватели на грешки и за други цели.

Заключение 15

Работи точно като щифт 2. Ако не се използва втори усилвател за грешка, щифт 15 просто се свързва към щифт 14 (+5V референтен).

Заключение 16

Работи по същия начин като щифт 1. Ако вторият усилвател на грешка не се използва, тогава той обикновено се свързва към общия проводник (щифт 7).
С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към маса, няма изходно напрежение от втория усилвател, така че няма ефект върху работата на чипа.

Принципът на работа на микросхемата.

И така, как работи контролерът TL494 PWM.
По-горе разгледахме подробно предназначението на щифтовете на тази микросхема и каква функция изпълняват.
Ако всичко това се анализира внимателно, тогава от всичко това става ясно как работи този чип. Но още веднъж ще опиша съвсем накратко принципа на неговата работа.

Когато микросхемата обикновено е включена и към нея се подава захранване (минус към пин 7, плюс към пин 12), GPN започва да генерира зъбни импулси с амплитуда от около 3 волта, чиято честота зависи от C и R свързан към щифтове 5 и 6 на микросхемата.
Ако стойността на управляващите сигнали (на щифтове 3 и 4) е по-малка от 3 волта, тогава на изходните ключове на микросхемата се появяват правоъгълни импулси, чиято ширина (работен цикъл) зависи от стойността на управляващите сигнали на щифтовете 3 и 4.
Тоест, микросхемата сравнява положителното трионно напрежение от кондензатора Ct (C1) с всеки от двата контролни сигнала.
Логическите схеми за управление на изходните транзистори VT1 ​​и VT2 ги отварят само когато напрежението на трионообразните импулси е по-високо от управляващите сигнали. И колкото по-голяма е тази разлика, толкова по-широк е изходният импулс (повече работен цикъл).
Контролното напрежение на пин 3 от своя страна зависи от сигналите на входовете на операционните усилватели (усилватели на грешки), които от своя страна могат да управляват изходното напрежение и изходния ток на PSU.

По този начин увеличаването или намаляването на стойността на всеки управляващ сигнал причинява съответно линейно намаляване или увеличаване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата.
Като управляващи сигнали, както бе споменато по-горе, могат да се използват напрежението от пин 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешката или сигналът за обратна връзка, въведен директно от пин 3.

Теорията, както се казва, си е теория, но ще бъде много по-добре да видите и "почувствате" всичко това на практика, така че нека сглобим следната схема на макетната дъска и да видим от първа ръка как работи всичко.

Най-лесният и бърз начин е да поставите всичко заедно върху бредборд. Да, инсталирах чипа KA7500. Поставям изхода "13" на микросхемата на общ проводник, тоест нашите изходни ключове ще работят в едноцикличен режим (сигналите на транзисторите ще бъдат еднакви), а честотата на повторение на изходните импулси ще съответства към честотата на трионообразното напрежение на GPN.

Свързах осцилоскопа към следните тестови точки:
- Първият лъч към щифт "4", за да контролира DC напрежението на този щифт. Намира се в центъра на екрана на нулевата линия. Чувствителност - 1 волт на деление;
- Вторият лъч към изхода "5", за контрол на трионообразното напрежение на GPN. Той също се намира на нулевата линия (и двата лъча са комбинирани) в центъра на осцилоскопа и със същата чувствителност;
- Третият лъч към изхода на микросхемата към изхода "9", за управление на импулсите на изхода на микросхемата. Чувствителността на лъча е 5 волта на деление (0,5 волта, плюс делител на 10). Намира се в долната част на екрана на осцилоскопа.

Забравих да кажа, че изходните ключове на микросхемата са свързани към общ колектор. С други думи, според схемата на емитерния последовател. Защо ретранслатор? Защото сигналът на емитера на транзистора точно повтаря базовия сигнал, така че можем да видим всичко ясно.
Ако премахнете сигнала от колектора на транзистора, тогава той ще бъде обърнат (обърнат) по отношение на базовия сигнал.
Захранваме микросхемата и виждаме какво имаме на изходите.

На четвъртия крак имаме нула (плъзгачът на тримера е в най-ниската си позиция), първият лъч е на нулевата линия в центъра на екрана. Усилвателите на грешки също не работят.
На петия крак виждаме зъбното напрежение на GPN (втори лъч) с амплитуда малко повече от 3 волта.
На изхода на микросхемата (щифт 9) виждаме правоъгълни импулси с амплитуда около 15 волта и максимална ширина (96%). Точките в долната част на екрана са само фиксиран праг на работния цикъл. За да се види по-добре, включете разтягането на осцилоскопа.

Е, сега можете да го видите по-добре. Това е точно времето, когато амплитудата на импулса пада до нула и изходният транзистор е затворен за това кратко време. Нулево ниво за този лъч в долната част на екрана.
Е, нека добавим напрежение към пин 4 и да видим какво ще получим.

На щифт "4" с тример резистор зададох постоянно напрежение от 1 волт, първият лъч се повиши с едно деление (права линия на екрана на осцилоскопа). какво виждаме Мъртвото време се е увеличило (работният цикъл е намалял), това е пунктирана линия в долната част на екрана. Тоест изходният транзистор е затворен за известно време за около половината от продължителността на самия импулс.
Нека добавим още един волт с резистор за настройка към щифт "4" на микросхемата.

Виждаме, че първият лъч се е повишил с едно деление нагоре, продължителността на изходните импулси е станала още по-кратка (1/3 от продължителността на целия импулс), а мъртвото време (времето на затваряне на изходния транзистор) се е увеличило до две трети. Тоест, ясно се вижда, че логиката на микросхемата сравнява нивото на GPN сигнала с нивото на управляващия сигнал и предава на изхода само този GPN сигнал, чието ниво е по-високо от управляващия сигнал.

За да стане още по-ясно, продължителността (ширината) на изходните импулси на микросхемата ще бъде същата като продължителността (ширината) на трионообразните изходни импулси на напрежението, които са над нивото на управляващия сигнал (над права линия на екран на осцилоскоп).

Хайде, добавете още един волт към щифт "4" на микросхемата. какво виждаме На изхода на микросхемата много къси импулси са приблизително еднакви по ширина с тези, изпъкнали над правата линия на върха на напрежението на триона. Включете разтягането на осцилоскопа, за да се види по-добре пулса.

Тук виждаме кратък импулс, по време на който изходният транзистор ще бъде отворен, а през останалото време (долният ред на екрана) ще бъде затворен.
Е, нека се опитаме да повишим още повече напрежението на пин "4". Задаваме напрежението на изхода с резистор за подстригване над нивото на зъбното напрежение на GPN.

Е, това е всичко, PSU ще спре да работи за нас, тъй като изходът е напълно "спокоен". Няма изходни импулси, тъй като на контролния щифт "4" имаме постоянно ниво на напрежение над 3,3 волта.
Абсолютно същото нещо ще се случи, ако подадете управляващ сигнал към пин "3" или към някакъв усилвател на грешка. Ако се интересувате, можете да проверите сами. Освен това, ако управляващите сигнали са незабавно на всички управляващи изходи, управлявайте микросхемата (преобладават), ще има сигнал от този контролен изход, чиято амплитуда е по-голяма.

Е, нека се опитаме да изключим изхода "13" от общия проводник и да го свържем към изхода "14", т.е. да превключим режима на работа на изходните клавиши от един цикъл към двоен цикъл. Да видим какво можем да направим.

С тример отново довеждаме напрежението на щифт "4" до нула. Включваме захранването. какво виждаме
На изхода на микросхемата има и правоъгълни импулси с максимална продължителност, но тяхната честота на повторение е станала половината от честотата на зъбните импулси.
Същите импулси ще бъдат на втория ключов транзистор на микросхемата (щифт 10), с единствената разлика, че те ще бъдат изместени във времето спрямо тях на 180 градуса.
Има и максимален праг на работен цикъл (2%). Сега не се вижда, трябва да свържете 4-тия лъч на осцилоскопа и да комбинирате двата изходни сигнала заедно. Четвъртата сонда не е под ръка, така че не го направих. Който иска, нека провери сам, за да се увери в това.

В този режим микросхемата работи точно по същия начин, както в режим на един цикъл, с единствената разлика, че максималната продължителност на изходните импулси тук няма да надвишава 48% от общата продължителност на импулса.
Така че няма да разглеждаме този режим дълго време, а просто вижте какви импулси ще имаме при напрежение на пин "4" от два волта.

Повишаваме напрежението с резистор за настройка. Широчината на изходните импулси е намаляла до 1/6 от общата продължителност на импулса, тоест също точно два пъти повече, отколкото при едноциклен режим на работа на изходните превключватели (там 1/3 пъти).
На изхода на втория транзистор (щифт 10) ще има същите импулси, само изместени във времето с 180 градуса.
Е, по принцип анализирахме работата на ШИМ контролера.

Повече за заключението "4". Както споменахме по-рано, този щифт може да се използва за "плавно" стартиране на захранването. Как да го организираме?
Много просто. За да направите това, свържете към изхода "4" RC верига. Ето пример за фрагмент от диаграма:

Как работи "плавният старт" тук? Да погледнем диаграмата. Кондензатор C1 е свързан към ION (+5 волта) чрез резистор R5.
Когато се подаде захранване към микросхемата (щифт 12), на щифт 14 се появява +5 волта. Кондензатор C1 започва да се зарежда. Зарядният ток на кондензатора протича през резистора R5, в момента на включване той е максимален (кондензаторът се разрежда) и на резистора се получава спад на напрежението от 5 волта, който се прилага към изхода "4". Това напрежение, както вече разбрахме от опит, забранява преминаването на импулси към изхода на микросхемата.
Тъй като кондензаторът се зарежда, токът на зареждане намалява и спадът на напрежението върху резистора съответно намалява. Напрежението на щифт "4" също намалява и на изхода на микросхемата започват да се появяват импулси, чиято продължителност постепенно се увеличава (със зареждането на кондензатора). Когато кондензаторът е напълно зареден, токът на зареждане спира, напрежението на щифт "4" става близо до нула и щифт "4" вече не влияе върху продължителността на изходните импулси. Захранването влиза в работен режим.
Естествено се досещате, че времето за стартиране на захранването (извеждането му в режим на работа) ще зависи от стойността на резистора и кондензатора и чрез избора им ще можете да регулирате това време.

Е, това е накратко цялата теория и практика и тук няма нищо особено сложно и ако разбирате и разбирате работата на този PWM, тогава няма да ви е трудно да разберете и разберете работата на други PWM.

Пожелавам на всички късмет.

Вчера ръцете стигнаха до практическото проучване на този, най-често срещаният доскоро (в момента технологиите са отишли ​​по-далеч) PWM контролер. Натрупал съм около 30 дефектни блока. Не знам кое е основното, събрах ги, за да се науча да ги ремонтирам, или мечтаех да се науча да ги ремонтирам, затова събрах =))) Купих играчка осцилоскоп miniDSO DS203 (преди няколко години), на първо място, за целите на практическите изследвания на импулсни източници. Тогава си поиграх с него и се отказах от идеята да ремонтирам захранвания. Нямах достатъчно опит и морал, за да разбера устройството на микросхемата.
Досега съм успявал да ремонтирам само блокове с леки повреди.
В интернет има повече от достатъчно описания на работата на микросхемата, прочетох например тази статия преди, но не разбрах нищо веднага.
Контролен чип TL494
И тогава попаднах на видео как човекът лесно взе и поправи устройството.
Линк към момента, в който той проверява изправността на PWM чипа.
Ремонт на подходящо ATX захранване (от TheMovieAll)
Като цяло отново извадих един от дефектните блокове и започнах да повтарям след него.
На блока AT експериментът беше успешен незабавно, когато захранването беше подадено от външен източник, микросхемата се стартира и можех да наблюдавам "правилните" осцилограми на 5-ти, 8-ми и 11-ти крака на микросхемата. С АТХ болта не се получи веднага.
След като страдах малко, опитвайки се да стартирам ШИМ в няколко ATX блока, си помислих, че не може ШИМ да е дефектен за всички. Значи правя нещо нередно. Едва тогава възникна идеята за PS-on сигнал. Скъсих го до земята и проработи! Тук бих искал да добавя, че затварянето на резистора на 4-то краче не е универсален метод, зависи от конкретния дизайн на блоковата платка, често DTC се свързва към Vref, така че да не могат да бъдат изключени без да се прекъсне пистата. Човекът от MovieAll имаше късмет, той затвори резистора и не приземи Vref на земята. По-добре е изобщо да не пипате този резистор. По-правилен метод е според инструкциите от добре познатия сайт ROM.by, точка 3. Въпреки че го прочетох преди няколко години, изобилието от информация не ми позволи да разбера и разбера. Е, явно някои неща трябва да се осмислят през годините =)))
ROM.by: ABC на млад ремонтник на PSU. Прочетете, след това задайте въпрос.
цитат:
„Проверка на PWM чип TL494 и подобен (KA7500).
За останалата част от ШИМ ще бъде написано допълнително.
1. Включете блока в мрежата. На 12-ия крак трябва да е около 12-30V.
2. Ако не, проверете дежурната стая. Ако има, проверяваме напрежението на 14-ия крак - трябва да бъде + 5V (+ -5%).
3. Ако не, сменяме микросхемата. Ако има, проверяваме поведението на 4-тия крак, когато PS-ON е затворен към земята. Преди веригата трябва да бъде около 3 ... 5V, след - около 0.
4. Инсталираме джъмпер от 16-ия крак (текуща защита) към земята (ако не се използва, той вече седи на земята). По този начин временно деактивираме текущата защита на MS.
5. Затваряме PS-ON към земята и наблюдаваме импулсите на 8-ми и 11-ти крака на ШИМ и по-нататък на основите на ключовите транзистори.
6. Ако няма импулси на 8 или 11 крака или PWM се нагрява, променяме микросхемата. Препоръчително е да използвате микросхеми от известни производители (Texas Instruments, Fairchild Semiconductor и др.).
7. Ако картината е красива - PWM и каскадата за натрупване могат да се считат за живи.
8. Ако няма импулси на ключовите транзистори, проверяваме междинния етап (натрупване) - обикновено 2 броя C945 с колектори на натрупващия транс, два 1N4148 и капацитет 1 ... трансформатор и изолационен кондензатор.