Kahekordne tasakaalustatud mikser 8 dioodiga. Võimsad kõrgsagedusmikserid

Iga raadiovastuvõtuseade sisaldab signaali muundureid HF-st IF-i ja IF-st LF-i (vahesagedusi võib olla mitu). PPP-s on ainult üks selline muundur, HF-st otse LF-i. Neid nimetatakse mikserid ja asuvad kohe pärast antenni ja DPF-i või edasi - pärast UHF-i, IF-i, "ühendades" seega vastuvõtja põhikomponendid GPA, OG-ga. Seetõttu sõltuvad kogu vastuvõtja parameetrid suuresti signaali muundamise efektiivsusest ja kvaliteedist. Segisteid on kahte peamist tüüpi - passiivsed ja aktiivsed. Esimeste ülekandekoefitsient on väiksem kui 1 ja teised annavad signaali võimenduse, mis on suurem kui ühtsus, kuid dünaamilise ulatuse säilitamiseks ei tehta võimendust suureks, tavaliselt mitte üle 10-kordse pinge.

Igal mikseril, eriti kõige esimesel, peab lisaks ülekandetegurile olema ka madal müratase (tundlikkuse suurendamiseks). Sama oluline näitaja on võime summutada võimsaid ribaväliseid signaale, mille tulemuseks võib olla põhisignaali otsene tuvastamine ja "ummistus".

Aktiivset tüüpi segisteid selles artiklis ei käsitleta, kuna See on eraldi iseseisev teema. Artikkel on pühendatud passiivsetele elementidele - pooljuhtdioodidele - valmistatud passiivsetele segistitele, kuna neid kasutatakse kõige laialdasemalt erinevates amatöörraadiokujundustes. Levinud on ka väljaefektil põhinevad passiivsed segistiahelad, sealhulgas suure võimsusega, võtmerežiimides töötavad transistorid, samuti elektroonilistel lülititel olevad segistiahelad. erinevat tüüpi multiplekserid/demultiplekserid). See on aga ka eraldi artikli teema.

Esiteks on erinevat tüüpi tasakaalustatud mikserid sümmeetrilised ahelad, milles on segatud kaks signaali (RF-sisend ja heterodüün). Raadiovastuvõtja ahelates kasutatakse laialdaselt topelt tasakaalustatud miksereid. Need on tasakaalustatud mitte ainult kohalike ostsillaatori võnkumiste, vaid ka sisendsignaali suhtes. Seda tüüpi mikser summutab nii kohalikku ostsillaatorit kui ka sisendsignaale väljundis. Loomulikult toodab väljund ka madalamal tasemel konversiooni kõrvalsaadusi võrreldes tavaliste tasakaalustatud segistitega.

Amatöörraadiosagedusalade kõrgsagedussagedustel (kuni 30 MHz) on üsna heade muundusomadustega ka tavalised kõrgsageduslikud ränidioodid, näiteks tüübid KD503, KD509, KD514, KD521, KD522 ja germaaniumitüüp GD508.

Topeltbalanseeritud segistites on soovitatav kasutada Schottky dioode (näiteks tüüp KD922). Üsna levinud viga on pidada KD514 ränidioode Schottky dioodideks. Need ei ole Schottky dioodid, kuid mõne tunnuse järgi on nad neile üsna lähedased. Mõnikord vanasti teatmeteosed See viga ilmneb seetõttu Tehnoloogia järgi nimetati METAL-SEMICONDUCTOR kontaktiga dioodi varem Schottky struktuuriga dioodiks (selle tehnoloogia autori järgi). Selle tootmistehnoloogia on tavalise pn-siirdega dioodi ja Schottky barjääriga dioodi ristand. Füüsika (mitte tehnoloogia!) järgi on räni Schottky dioodide päripinge märgatavalt madalam kui tavalistel ränidioodidel (mis tahes muu tehnoloogiaga). Lisaks on suur vastupidise ja pärisuunalise takistuse suhe ning ebaoluline mahtuvus nullnihke juures. Schottky dioodidel on väga lühike lülitusaeg, mis laiendab nende rakenduse sagedusvahemikku (kuni mitusada GHz).

Ränist, impulss-, epitaksiaal-tasapinnaliste, kiirete, lühikese taastumisvõimega dioodide KD514 (nii on õige neid nimetada!) kasutamine kiiretes lülitites, mille hulka kuuluvad ka ringdioodmikserid, suurendab tundlikkust, vähendades müraarvu ja , seega võib see suurendada IF-tee võimendust (ja lõpuks ka tundlikkust). Mõnikord on praktikas KD514 installimisel dioodide valimiseta märgatav, kuuldav efekt, mida ei saa öelda KD503 ja muud tüüpi dioodide kohta.

Kao suurus dioodmikseris on tavaliselt 6-10 dB. Seda pole palju, kuid enamik disainereid soovib vähem kahjumit. See viitab vajadusele kasutada vastuvõtja ahelas aktiivset mikserit. Kuid passiivse mikseriga vastuvõtja dünaamiline ulatus (DR) on sageli suurem kui aktiivse mikseriga vastuvõtja oma. Lisaks on DD vaja siis, kui raadiovastuvõtja on ette nähtud töötama võimsate naaberraadiojaamadega või amatöörraadiovõistluste tingimustes, kui üldises õhuprügilas on nõrgad jaamad võimsate naabrite kõrval. Tavatingimustes seda peaaegu kunagi ei juhtu. Seega ei tohiks vastuvõtja dünaamilise ulatuse suurus meid eriti puudutada.

Kui mikser on vastuvõtja esimene etapp ja seda juhtub üsna sageli, siis kõik vastuvõtja peamised omadused sõltuvad praktiliselt mikseri kvaliteedist. Mikseri enda müra tase on oluline. Mida väiksem see on, seda kõrgemaks muutub vastuvõtja saavutatav tundlikkus. Eeltoodust selgub, et dioodide hulgas tuleks eelistada neid, millel on kõige väiksem otsene sisemine p-n takistusüleminek. Mida väiksem see on, seda vähem müra tekib dioodis samal voolul läbi dioodi. Arvestada tuleb sellega, et mikserile järgnev etapp peab samuti olema madala müratasemega. See on passiivse segisti eeliste mõistmiseks väga oluline.

Joonisel 1 on kujutatud dioodide abil valmistatud lihtsa tasakaalustatud mikseri ja rõngasmikseri (topeltbalansseeritud) ahelad.

Nendes segistites kasutatakse baluuntrafosid T1 ja T2, mis on keritud kolmest juhtmest koosneva rõngasferriitsüdamikuga.

Maksimaalse tundlikkuse saavutamiseks peate segisti seadistamisel valima kohaliku ostsillaatori pinge. Ebapiisav pinge vähendab ülekandetegurit ja suurendab sisendtakistust ning liigne pinge suurendab mikseri enda müra. Mõlemal juhul tundlikkus väheneb. Optimaalne pinge ulatub volti murdosast kuni 1-1,5 V (amplituudi väärtus) ja sõltub dioodi tüübist.

Back-to-back dioodidega (VPD) segistites antakse pinge üheaegselt läbi ühenduspooli - sisendahela signaali ja kohaliku ostsillaatori pinge (joonis 2).

Kohaliku ostsillaatori pinge on oluliselt suurem kui signaali pinge. Sest normaalne töö Sellise ränidioodide segisti puhul peaks kohaliku ostsillaatori pinge olema 0,6-0,7 V (amplituudi väärtus). Üks dioodidest avaneb kohaliku ostsillaatori signaali positiivsete poollainete tippudes ja teine ​​- negatiivsete piikides. Selle tulemusena väheneb paralleelselt ühendatud dioodide takistus heterodüüni pingeperioodi jooksul kaks korda. Siit ka sellised mikseri eelised nagu alalisvoolu puudumine (mikser ei tuvasta ei signaali ega lokaalset ostsillaatori pinget). Ja kohaliku ostsillaatori sagedus valitakse pooleks signaali sagedusest, mis parandab sageduse stabiilsust ja vähendab oluliselt lokaalse ostsillaatori häireid mikseri sisendahelates, kuna selle signaali emissioon on 30-60 dB madalam (poole signaali sagedusest) kui tavalistel mikseritel.

VPD-segistis on kõige parem kasutada umbes 0,5 V lävipingega ränidioode – need tagavad veidi suurema mürakindluse kui germaaniumdioodid. Igal juhul on maksimaalse ülekandeteguri jaoks vaja valida optimaalne kohaliku ostsillaatori pinge. Üldiselt nõuavad igat tüüpi dioodmikserid GPA pinge hoolikat valikut, et saada parimad mikseri parameetrid.

Mikserite töö kohta lisateabe saamiseks soovitame tutvuda ka V. T. Poljakovi, G. Tyapitševi teostega, mille lingid on toodud artikli lõpus.

Ülaltoodut kokku võttes tuleb märkida, et ülaltoodud dioodisegistite ahelates on (lisaks diooditüübi õigele valikule) nõutav nii dioodide endi sümmeetria (identsed omadused) kui ka nende harud (rõngasahelates) , ja disaini sümmeetria. Seega võime segistiahelates dioodide normaalseks tööks rääkida vajadusest nende õigeks valimiseks ja trükkplaadile paigaldamiseks (dioodidele segistite paigaldamise konstruktsiooni käsitletakse artikli lõpus).

Dioode valimata on raske tagada silla vajalikku sümmeetriat, eriti nendes vooluringides, kus ei ole ette nähtud tasakaalustavaid elemente, nagu näiteks joonistel 1 ja 2. Heterodüünpinge nõutav sümmeetria saavutatakse asjaoluga, et et ühendusmähis (või lairibatrafod) on samaaegselt mähitud kahe teise keerutatud juhtmega ja asetatakse ferriitrõngale rangelt sümmeetriliselt. Selle lihtsa reegli eiramine toob kaasa asjaolu, et mõned kaasaegset tüüpi dioode paigaldavad raadioamatöörid ei vali neid mikseri konstruktsiooni esialgse silumise ajal, arvates, et ülejäänud kodus valmistatud elementide asümmeetria vähendab nende valikust saadavat kasu. null. Loomulikult võib asümmeetria põhjuseid seostada mitte ainult trafode endiga, seega pole soovitatav nende ümbertegemisega kiirustada.

Segisti dioodide valimisel võrdlusmaterjalide põhjal tuleb arvestada, et nende mahtuvused peaksid olema samad (ja võimalikult väikesed) sama pinge juures. Soovitatav on valida minimaalne lülitus- (taastamis-) aeg. V.T.Polyakov, RA3AAE viitab oma töödes, et eelistada tuleks väiksema mahtuvusega (mitte üle 1...3 pF) ja lühima pöördtakistuse taastumisajaga (mitte üle 10...30 ns) dioode. Need andmed leiate teatmeteostest. VHF-l töötades tõusevad nõuded veelgi.

Paljudel juhtudel võib optimaalseks valikuks olla valitud omadustega valmisdioodide mikrokoostude kasutamine. Näiteks sageli soovitatud KDS523A, B või koostu jaoks valitud dioodid (KDS523VR). Siiski on paljudel juhtudel vaja neid komplekte vähemalt kõige rohkem kontrollida lihtsal viisil, kuna lubatud levik nendes võib ulatuda 10% -ni ja see võib negatiivselt mõjutada segistite tööd ning eeldab tasakaalustavate takistite ja/või kondensaatorite lisamist segisti ahelasse, mis on üldiselt kasutu, kuna see suurendab segisti kadusid. Ja see on alati ebasoovitav.

Saabus sisse Hiljuti Otsesel takistusel põhinev laialdane dioodide valik ei tundu olevat nii asjakohane, kuna ebatäiuslik trafo (nagu eespool mainitud) põhjustab ikkagi silla harudes tasakaalustamatuse. Muidugi, kui olete kindel mähiste täielikus sümmeetrias ja nende kogu (keeruliste) takistuste võrdsuses, saate tavapärase digitaalse multimeetri abil ("testimisrežiimis") tagasi lükata dioodid, mille otsetakistused on suured. On teine ​​põhjus, veelgi olulisem. See on umbes tõsiasi, et otsetakistuste võrdsus tähendab ainult seda, et lokaalse ostsillaatori sama amplituudiga läbib dioodi sama vool. Kuid see on oluline GPA kõrgete pingete puhul, kuid sisendsignaalide puhul, mille amplituud on palju väiksem ja asub mikrovoldi tasemel, on kõige olulisem dioodide samad I-V omadused täpselt madala pinge piirkonnas, st. voolu-pinge karakteristiku alguses, mitte kõrgepinge piirkonnas.

Kahjuks on kodumaistel dioodidel, isegi samast partiist, rääkimata ainult samast tüübist, väga suur parameetrite levik, nii et lihtne valik takistuse (pärispinge) järgi voolu-pinge karakteristiku ühes punktis on ebaefektiivne. Seletus, miks selline valik ei ole tõhus, on toodud alloleval joonisel. Tegelikult võib dioodide I-V karakteristikute levik olla üsna suur, kuid juhuslikult on mõõtmispunktis dioodide sisetakistus üsna suure täpsusega sama. Tegelikult on see võimalik üsna sageli. Kuid see on ainult dioodide voolu-pinge karakteristikute identiteedi välimus. 2 punktiga valik on täpsem. Kuid selline valik on ka ainult staatiliste, mitte dünaamiliste omaduste kokkulangevuse kontroll.

Seetõttu on sageli soovitatav kasutada imporditud - sama 1N4148 (analoogne KD522-ga). Need on oluliselt väiksema levikuga, mis tagab segisti hea töö ka ilma valikuta. Kuigi digitaalse multimeetriga (testimisrežiimis) on voolu-pinge karakteristiku valimine ühes punktis väga lihtne. Tuleb märkida, et selles valikus (ja ka teistes!) tuleb dioodid ühendada alligaatorklambrite vms abil, kuid mitte mingil juhul jootmise teel. Isegi peale klambritega ühendamist tuleb veidi oodata - dioodide käsitsi kuumutamine muudab mõõtmistulemusi (rääkimata jootmisest). Ja nad peavad toatemperatuurile jõudma ...

Dioodid saate valida "alalispinge" alusel kokkupanemise teel kõige lihtsam skeem: stabiilsest allikast, mille pinge on vähemalt 10 V läbi takisti, seatakse dioodi kaudu edasivool (näiteks 1 mA). Ja nad mõõdavad pingelangust mis tahes kõrge sisendtakistusega voltmeetriga (toru, tüüp VK7-9 või mis tahes digitaalne, mis on parem). Valige dioodid, millel on lähimad mõõdetud pinge väärtused. Saate kontrollida kahte punkti, näiteks seadistades voolud 1 mA ja 0,1 mA.

Ringbalansseeritud mikseri dioodide valimiseks soovitatakse kasutada levinud tehnikat ja seda kirjeldatakse B. Stepanov, RU3AX. Seda kasutatakse dioodide voolu-pinge karakteristikute võrdlemiseks edasisuunas. Kuna pooljuhtdiood on mittelineaarne element, siis selle otsetakistuse otsene mõõtmine oommeetriga ei võimalda sellist võrdlust. Seda tuleb teha mitmes (vähemalt kahes) punktis voolu-pinge omadused diood, mis mõõdab pingelangust dioodil fikseeritud pärivoolu väärtustel. Lihtsaima seadme skeem, mis võimaldab teil dioode valida, on näidatud joonisel.

Dioodide valimiseks täpsed väärtused stabiliseeritud vool ei ole oluline - kõiki dioode võrreldakse samade vooluväärtustega. On vaja ainult, et need väärtused erineksid umbes kümme korda... Antud on selle seadme kokkupaneku ja töö üksikasjad .

Nagu me varem arutasime, on vaja sisendsignaali korrutada kohaliku generaatori (kohaliku ostsillaatori) sinusoidaalse pingega. Seadmeid, mis korrutavad kahte analoogsignaali raadiovastuvõtu- ja raadiosaateseadmetes, nimetatakse mikseriteks. Tavaliselt toimub kahe analoogsignaali korrutamine mittelineaarse elemendi voolu-pinge karakteristiku tõttu. Mittelineaarse elemendi voolu-pinge karakteristiku näide on näidatud joonisel 1.

Joonis 1 Kahe analoogsignaali korrutamine mittelineaarse elemendi voolu-pinge karakteristiku tõttu

Reaalsetes mikserahelates on lokaalse ostsillaatori (lokaalostsillaatori) signaali amplituud kordades suurem kui sisendsignaali amplituud. Seetõttu võib mittelineaarse elemendi dünaamilist takistust (või ülekandekoefitsienti) käsitleda lokaalse ostsillaatori pinge funktsioonina. Mittelineaarse elemendi ülekandekoefitsient määratakse järgmise valemiga:

seetõttu võib transjuhtivust pidada mittelineaarse elemendi voolu-pinge karakteristiku tuletiseks. Seejärel kirjutatakse segisti väljundi pinge järgmiselt:

See valem näitab, et kirjeldatud mittelineaarse elemendi töörežiimi muutus kohaliku ostsillaatori pinge mõjul võrdub sisendsignaali korrutamisega selle pingega. Kui voolu-pinge tunnusjoon on ruutsõltuvus vool pingest, siis on selle tuletis lineaarne funktsioon, ja sel juhul sõltub mittelineaarse elemendi transjuhtivus lineaarselt kohalikust ostsillaatori pingest, mis tähendab, et mikseris ei ilmu kasulikku signaali.

Nüüd määrame mikseri (sagedusmuunduri) ülekandeteguri. Selleks kasutame ruutkarakteristikuga mittelineaarse elemendi kalde sõltuvust sisendpingest. Ruutkarakteristikuga mittelineaarse elemendi kalde ja sisendpinge graafik on näidatud joonisel 2.

Joonis 2. Ruutkarakteristikuga mittelineaarse elemendi transjuhtivuse ja sisendpinge graafik

Kahjuks esineb mittelineaarse elemendi väljundis lisaks kirjeldatud kasulikule teisendusele täiendavaid spektrikomponente. Esiteks on see kohaliku ostsillaatori enda pinge ja selle harmoonilised. Mittelineaarsel elemendil on ju ka staatiline ülekandetegur. Sama võib öelda ka sisendsignaali kohta. Mittelineaarse elemendi ruutkarakteristiku korral on selle väljundis nii lokaalse ostsillaatori kui ka sisendsignaali esimese ja teise harmoonilise pinge.

Tööpõhimõtete arutamisel oleme juba arutanud, et kasuliku signaali spektri ülekandmiseks vahesagedusele kasutatakse valemit:

Kuid vaadeldavas olukorras sisaldab mittelineaarne element sisendsignaali ja lokaalse ostsillaatori harmoonilisi signaale. Vahesageduse võivad moodustada mitte ainult esimesed harmoonilised, vaid ka kõrgemat järku harmoonilised. Selle tulemusena muudetakse see valem järgmisele kujule:

Selle tulemusena moodustuvad vastuvõtjas täiendavad külgmised vastuvõtukanalid. Kus need kanalid asuvad ja nende tekkemehhanismi on kujutatud joonisel 2.

Joonis 2. Kõrvalkanalite moodustumise mehhanism teist ja kolmandat järku mittelineaarsuskorrutistest

Lähim külgkanal on kanal f tähisega ", mis on pooleldi vahedega vahesagedus. See moodustub selle teise harmoonilise ja kohaliku ostsillaatori teise harmoonilise korrutamisel. Sageduse erinevus nende vahel vastab täpselt vahesagedusele. Konversiooni tulemusena läheb selle kanali signaal sumbutamata vahesagedusfiltri väljundisse. Selle külgkanali välimus toob kaasa rangemad nõuded RF-filtrile.

Selle vastuvõtupoolse kanali vastu võitlemiseks kasutatakse sümmeetrilisi segistiahelaid, nagu ja mikserid. Lisaks mängib olulist rolli kohaliku ostsillaatori signaali tase. Kui kohaliku ostsillaatori signaali tase tõuseb, väheneb vastuvõetud signaali harmooniline tase. See on tingitud asjaolust, et mittelineaarne element läheb tegelikult võtme töörežiimi.

Täpselt samamoodi moodustub külgkanal külgkanali kolmanda harmoonilise korrutamisel f c "ja lokaalne ostsillaator. Tavaliselt on mikseris kolmandat järku konversiooniproduktide tase kõrgem kui teist järku konversiooniproduktide tase, kuid see külgmine vastuvõtukanal asub kasulikust signaalist kaugemal (2/3 f IF) ja seetõttu saab seda eelvalija ribapääsfiltri abil hõlpsamini maha suruda.

Mikseri projekteerimisel sõltub signaali ja lokaalsete ostsillaatori harmooniliste arv mittelineaarsele elemendile iseloomuliku voolu-pinge tüübist ja lokaalse ostsillaatori signaali kujust. Kvadraatvoolu-pinge karakteristikutega mittelineaarsetele elementidele ehitatud segistitel on kõige väiksem arv harmoonilisi ja sellest tulenevalt ka kõige väiksem arv külgkanaleid.

Viimasel ajal on laialdaselt kasutatud ristkülikukujulise lokaalse ostsillaatori pingega sagedusmuundureid. Mikseri aktiivsed elemendid (dioodid või transistorid) töötavad praktiliselt lülitusrežiimis. Pealegi esindavad need nii avatud kui ka suletud olekus peaaegu lineaarset takistust. Selle tulemusena praktiliselt ei moodustu kasuliku signaali harmoonilisi. Aktiivsete elementide mittelineaarsed omadused ilmnevad ainult töörežiimide vahetamisel ja mida lühem see intervall, seda parem. Selle tulemusena pole kohalikel ostsillaatori harmoonilistel midagi suhelda

Soovimatute spektrikomponentide summutamiseks kasutatakse ribapääsfiltreid, mis on häälestatud töökanali sagedusele. Lisaks kasutavad mõned segistiahelad lokaalse ostsillaatori ja signaali pingete ja voolude kompenseerimiseks erinevaid meetodeid. Dioodidel ja transistoridel põhinevaid miksereid kasutatakse kõige laialdasemalt superheterodüünvastuvõtjates. Alustame sagedusmuundurite töö uurimist kõige lihtsama ahelaga - dioodmikseriga

Kirjandus:

Koos artikliga “Segisti (sagedusmuunduri) tööpõhimõte” loe:

Päris miksereid on raske analüüsida ja seetõttu määravad nende tööomadused paljude parameetritega...
http://site/WLL/ParSmes.php

Dioodmuunduris antakse kaks signaali samaaegselt mittelineaarse elemendi sisendisse, milleks on diood...
http://site/WLL/DiodSmes.php

Väljundsignaalist lokaalse ostsillaatori pinge eemaldamiseks kasutatakse tavaliselt push-pull ahelat, mida nimetatakse tasakaalustatud mikseriks...
http://site/WLL/BalSmes.php

Rõngasmikseri ahel võimaldab vähendada raadiosignaali taset sagedusmuunduri väljundis...
http://site/WLL/KolSmes.php

Mõnel juhul on superheterodüünvastuvõtjas väga raske täita nõudeid peegelkanali ja külgneva kanali sageduse samaaegseks summutamiseks...
http://site/WLL/kvSmes.php

Mikroelektroonilised segistid jagunevad vooluahela konstruktsiooni järgi tavaliselt kolme tüüpi: ühel dioodil põhinev mikser, nn ühetsükliline mikser. (OS); tasakaalustatud mikser (BS) ja topelt tasakaalustatud mikser (DBS). Me ei võta arvesse segisteid, mis on funktsionaalselt keerukamad.

Riis. 4.2. Mikseri ahel: a - ühel dioodil; b - tasakaalustatud; c - DBS sillaahelal; d - DBS vastavalt "tähe" skeemile

Diagrammid on näidatud joonisel fig. 4.2. Struktuurselt tehakse rõngatüüpi vooluringi IF-signaali väljund konfiguratsiooni abil, mida nimetatakse hübriidühendusest ja "nelja dioodiga tähest" ja see on kombinatsioon. Tähtahela (joonis 4.2, d) eelis rõngasahela (joonis 4.2, c) ees on kesksõlme olemasolu (nelja dioodi ühendus), mille kaudu luuakse otseühendus IF-ahelaga. Kõik kolm tüüpi mikserid erinevad oluliselt rohkem väljundsignaali spektri olemusest kui nende ahelate elektrilisest konfiguratsioonist. Sagedusmuundamisel tekivad kombineeritud komponendid, mille sagedused asuvad IF-le häälestatud mikserite väljundfiltrite pääsuribas. Joonisel fig. 4.3 on konstrueeritud nomogramm signaali ja lokaalse ostsillaatori harmooniliste võimalike kombinatsioonide määramiseks

Tabelis Joonisel 6 on näidatud kombineeritud sagedused BS väljundis ja Tuleb meeles pidada, et summutamine toimub faasiprintsiibil, seega sõltub selle väärtus tugevalt mikserite tasakaalust ja dioodide õigest sobitamisest. Tabelis 7 näitab erinevate segistite parameetreid.

Riis. 4.3. Nomogramm harmooniliste võimalike kombinatsioonide määramiseks kasulikus IF-ribas

DBS-il on järgmised eelised: sisendsignaalide harmooniliste ja kombineeritud sageduste tiheduse vähendamine väljundspektris; dünaamilise ulatuse ja maksimaalse lubatud võimsuse suurendamine; dioodide läbilöögipinge nõuete vähendamine; filtrinõuete kõrvaldamine või piiramine kõigi pooluste paaride vahelise isolatsiooni tõttu. Kuid DBS-il on ka puudusi: näiteks nõutav lokaalse ostsillaatori võimsus suureneb võrreldes BS-ga, kui puudub nihe; dioodide ebamugav paigutus. Vaatamata nendele puudustele kasutatakse DBS-i laialdaselt. Mõelgem DBS-i omadustele.

Mikrolainevahemikus oleva tähtmikseri ribalaius on ligikaudu kaks oktaavi, kuid see piirdub tavaliselt lühise veerandlaine stubidega kuni oktaavini. Sellel vooluringil põhinevad segistid, mille ribalaius on oktav ja mis tahes pooluste paaride vaheline isolatsioon on vähemalt 20 dB sagedusvahemikus kuni ja vähemalt 17 dB joonisel fig. 4.4. näitab mikserite põhiomadusi sagedusalas 1 kuni 1. Sellises mikseris võib kombineeritud sagedusi jagada kahte tüüpi: fikseeritud ja fikseeritud signaalidega signaalid.

(klõpsake skannimise vaatamiseks)

sõltuvad tasemed. Esimest tüüpi signaalid saadakse lokaalse ostsillaatori ja sisendsignaali harmooniliste segamisel: . Nende signaalide amplituudid jäävad esimest järku külgsageduste suhtes fikseerituks ja väljundvõimsuse sõltuvuse graafikutel sisendist on neil sama kaldega kui viimastel (joon. 4.5, a). Sisendsignaali harmoonilised segunedes lokaalse ostsillaatori signaali või selle harmoonilistega tekitavad sagedusega sõltuvate tasemetega kombineeritud sagedussignaale, mille amplituudid esimest järku kõrvalsageduste suhtes sõltuvad lokaalse ostsillaatori signaali tasemest. . Graafikutel on väljundvõimsuse sõltuvus sisendist kaldega, mis on võrdne sisendsignaali harmoonilise järjekorraga, millest huvitavaimad on sagedused, mis on IF kordsed, kuna laia sisendsagedusriba korral võivad sellesse langeda näiteks sagedused kus (joon. 4.5, b).

Nagu märgitud, on sisendsignaalide ja signaalide harmooniliste summutamine kombineeritud sagedustel väljundspektris üks kõige olulisemad omadused mikser Seetõttu on etteantud summutusväärtuse tagamiseks vaja õigesti valida mikseri vooluring, selle pooluste koormused, samuti alalisvoolu eelpingerežiim 185, 191. Kuigi teoreetilisest vaatenurgast on DBS-idel eelis, praktikas on integraallülituste kujul segistite rakendamisel BS-del parem jõudlus, eriti madalam müratase ja SWR. Selle põhjuseks on raskused DBS-i rakendamisel integreeritud disainis, mistõttu kasutatakse BS-i mikrodisainis laialdaselt.

Riis. 4.4. Müraarvu kadude ja tärnide lahtisidumise sõltuvus

Riis. 4.5. Kombineeritud sageduste signaalide amplituudid: a - komponendi suhtes fikseeritud tasemega; sõltuva tasemega

Vaatleme BS-i kombineeritud komponentide mahasurumise väärtusi, et hinnata nende kasutamise tõhusust, kui on vaja sagedusspektri kombineeritud komponente maha suruda. Avaldised summutamiseks konkreetsel juhul, kui on antud Ramani signaali sagedus, kus ,

tööl. Töös saadi üldisemad avaldised BS-i sagedusega kombinatsioonkomponentide mahasurumise suuruse arvutamiseks. Joonisel fig. 4.6, a näitab samaväärset ahelat, milles kombineeritud sageduspinged on segamisdioodide väljunditel (enne liitmisahelat); ja - kasuliku inverteri pinge ahela samades punktides; signaali pinge esimese ja teise dioodi sisendites; liitsageduse ja kasuliku inverteri summaarsed pinged liitmisahela sisendis. Kirjutame valem, mis ühendab BS-i kombineeritud komponentide mahasurumise ja samade komponentide mahasurumise OS-is:

kus on summutus antud mikseri dioodis; M on väljundi kasuliku vahesageduse esimese dioodi pinge ülekandeteguri suhe teise diooli samasse koefitsiendisse; - väljundkombinatsiooni sageduse edastustegurite suhe;

Riis. 4.6. Tasakaalustatud mikseri ekvivalentskeem (a) ja peegelkanali faasisummutuse plokkskeem (b)

Nurgad väljundpinge vektorite vahel

kus on faasimuutus kohaliku ostsillaatori (signaali) pinges, mis on sisestatud koormatud siduri poolt; pinge faasi muutus siduri väljundist dioodi sisendisse; nurk, mis võtab arvesse dioodi polaarsust. Kombinatsioonide mahasurumine ainult tasakaalu tõttu järgmiste koefitsientide puhul: tegelikele mikseritele iseloomulik on 13,4 dB.

Mikserite projekteerimisel on vaja arvestada meetodiga kasulik kasutamine peegli sagedus. Konversioonikadu ja müra saab minimeerida reaktiivkoormuse õige valikuga summa- ja peegelsagedustel. Seda on aga sageli väga raske saavutada, eriti kui peegel- ja signaalisagedused on lähedased. Selle probleemi lahendamiseks on kaks võimalust: sagedusselektiivsete ahelate kasutamine ja signaalide vaheliste faasisuhete kasutamine. Esimesel meetodil kokkupandud vooluahel võib töötada kitsas sagedusribas. Veelgi enam, kui peegli sageduse ja sageduse erinevus

signaal on väike, vaja on väga kvaliteetseid väikeste kadudega filtreid, mida on keeruline integreeritud konstruktsioonis valmistada. Selliste vooluahelate rakendamise kohta on teada näiteid, mis võimaldasid saada konversioonikadusid kuni 3,5 dB.

Tuleb tähele panna, et mikseris on peegelsagedusel kaks signaali: antennist mikseri sisendisse saabuv signaal ja mikseris sisendsignaali teisendamisel genereeritav signaal. Kui dioodile antakse signaalisisendi kaudu sagedusega väline signaal, moodustub kohaliku ostsillaatori võnkumistega koostoimes vahesageduslik signaal

See faas ei ole korrelatsioonis kasuliku signaali faasiga, kuigi sageduselt ei erine see kasulikust signaalist ja on häired, mida ei saa ilma erimeetmeteta kõrvaldada.

Vaatleme peeglisageduse summutamise faasimeetodeid, mis sobivad kõige paremini mikroelektrooniliste segistite jaoks. Joonisel fig. Joonisel 4.6, b on kujutatud segisti plokkskeem koos segistite sisendisse saabuva peegelsignaali summutamisega. Ahel kasutab kahte tasakaalustatud mikserit, millele signaal antakse hübriidühenduse 1 kaudu ja kohaliku ostsillaatori signaal läbi ühisrežiimi võimsusjaguri 2 ilma faasinihketa. Sel juhul saavutatakse segistite väljunditel peegli sisendsignaalidest teisendatud IF-signaalide ja kandesageduste vahel sellised faasisuhted, et kui väljundi hübriidühendusele 3 lisada, on meil ühel väljundõlal ainult IF-signaal, mis saadakse kandesignaali teisendamisel, ja teiselt poolt peegelsagedussignaal, mis neeldub sobitatud koormusega. Bandisisese prototüübi müratase on 10 dB (kaasa arvatud dB müratase) kohaliku ostsillaatori võimsusel ja dioodi konstantne päripinge 0,1 V. Signaali pooluste ja lokaalse ostsillaatori vaheline isolatsioon on üle 16 dB ja signaali summutus piki peegelkanalit on 20-25 dB.

Huvipakkuv on madala müratasemega segisti (LSM) vooluring peegli vastuvõtukanali faasisummutusega ja segistis tekkiva peegli sageduse energia tagastamisega. Kui on vaja peegli sagedust oluliselt alla suruda üle 30 dB, siis kasutage topeltsagedusmuundusega mikserit, s.t. kaks järjestikku ühendatud mikserit: esimene "kandab" signaali kõrgele (esimesele) vahesagedusele, mille juures on lihtne filtritega peegelsagedust alla suruda, ja seejärel teisendab teine ​​mikser kõrge vahesageduse madalaks IF-ks, kuhu see läheb edasine töötlemine signaal.

Kirjeldatud meetod võimaldab parandada kahe tasakaalustatud aktiivmikseri omadusi intermodulatsiooni komponentide osas, sisestades negatiivse tagasisidet, vähendades seega aktiivsete elementide mittelineaarsust. Selle tulemusel on kahe tasakaaluga aktiivmikser oma omaduste poolest võrreldav selliste varem tuntud 1,2-segisti ahelatega nagu ringdioodmikser ja isoleeritud väravaga võimsatel lülitusväljatransistoridel põhinev mikser ( MOSFET).

Sissejuhatus

Mikserid ja modulaatorid on raadiosageduslike sidesüsteemide ehitamisel oluline komponent. Sidesüsteemides vajalike funktsioonide, nagu sageduse muundamine, modulatsioon ja demoduleerimine, rakendamiseks kasutatakse palju erinevaid segistiahelaid, mis on ehitatud dioodide, võimsate võtmeväljatransistorite, millel on isoleeritud pais ( MOSFET), kaheväravalised väljatransistorid, aga ka väga populaarne nn transistoripuu või Gilbert Cell, mille töötas välja Barry Gilbert. Kuid kõigis neis vooluringides põhjustab kasutatavate pooljuhtseadmete mittelineaarsus otseselt või kaudselt moonutusi, kui mikseris interakteeruvad kaks või enam erinevat signaali – seda nähtust tunnevad professionaalid intermodulatsioonimoonutuste (IMD) esinemisena.

Intermodulatsiooni moonutuste allikad on eraldi arutluse teemaks, mis on pälvinud erialakirjanduses palju tähelepanu ja mille jätkamine ei ole käesoleva artikli teema. Täpsemalt pakutakse lugejale lühikest arutelu kahe kõige kuulsama segisti ahela kohta, nagu ringdioodmikser ja transistoripuu, et teha kindlaks nende peamised omadused ja seejärel võrrelda neid eelnevalt mainitud uue negatiivse tagasisidega segisti ahelaga. mille soovitud signaal on moonutamata, saab saavutada lihtsa negatiivse tagasiside ahelaga, mis on tuntud paralleelse negatiivse pinge tagasisidega transistorvõimendi ahelast, mis parandab oluliselt mikseri omadusi 3. järku intermodulatsiooni komponentide (IIP 3) ja tihenduspunkti osas. (P 1 dB).

Rõngasdioodi mikser

Ringdioodisegistid hakati kasutama pooljuhtdioodide laialdast kasutamist 1940. aastate lõpus ja nende mittelineaarsusomadused ilmnesid koheselt 3,4. Seda nähtust uuritakse jätkuvalt ka erialakirjanduses 5,6,7.

I klassi ringdioodmikseri ehitust illustreerib joonisel Joonis 1. Siin on neli dioodi ühendatud rõngasse ja lülituvad vaheldumisi olekusse "PEAL" Ja "VÄLJAS" kohalikult ostsillaatorilt (LO) saadav signaal.

Joonis 1. Tüüpiline I klassi ringdioodi mikser.

Sellise mikseri normaalseks tööks vajalik lokaalse ostsillaatori signaali võimsus on tavaliselt +7 dBm, järgmiste klasside ringdioodisegistite ahelate puhul jõuab kohaliku ostsillaatori signaali nõutav võimsus +17 dBm ja rohkemgi, mis on tingitud soovist intermodulatsiooni komponentide kõrgemate kvaliteedinäitajate järele.

Järgneva eesmärgiga võrdlev analüüs kaaluma kvaliteediomadusedühise I klassi tüüpi ringdioodisegisti intermodulatsioonikomponentide ja kokkusurumispunkti abil SBL-1 firma poolt toodetud Mini-ahelad. See mikser on raadioamatöör-arendajate seas laialdaselt populaarne ja selle kaubanduslik "topelt" SBA-1 levitati veelgi laiemalt, mistõttu valiti see sellesse uuringusse.

Vastavalt testimistingimustele kohaliku ostsillaatori signaali tase koos sagedusega 10 MHz koostas vajaliku +7 dBm, ja mikseri teine ​​sisend võttis vastu kaks sagedusega signaali 500 kHz Ja 510 kHz. Need sagedused valiti segisti töösagedusvahemiku alusel SBL-1 ja seda kasutatakse ka teiste segistiahelate hilisemaks võrdlevaks testimiseks.

Mikseri kvaliteediparameetrid SBL-1 illustreerib Joonis 2 ja nende arvväärtused on kokku võetud Tabel 1.

Joonis 2. SBL-1 ringdioodmikseri intermodulatsiooni moonutus, 10 dBm/div.

Need on I klassi ringdioodmikseri objektiivselt tüüpilised omadused, kuid nagu allpool näidatud, on kahel baasil ehitatud aktiivmikseris võimalik saavutada IIP 3 ja P 1dB parameetrite kõrgem tase oluliselt väiksema kohaliku ostsillaatori signaali võimsusega. negatiivse tagasisidega võimendid .

Tabel 1.

Isoleeritud väravaga (MOSFET) suure võimsusega lülitusväljatransistoridel põhinev mikser

Joonis 3.

Kvaliteetsed rõngasmikserid kasutavad dioodide asemel isoleeritud paisuväljatransistore ( MOSFET). Sellise segisti tüüpiline diagramm on näidatud joonisel Joonis 3.

Seda tüüpi miksereid iseloomustab ülaltoodud 3. järku intermodulatsioonitoodete (sisendi lõikepunktid – IIP 3) lõikepunkt. +40 dBm, kuid tavaliselt kohaliku ostsillaatori signaali väga kõrge võimsustaseme hinnaga +17 dBm ja kõrgem, mis praktikas sageli takistab nende kasutamist kaasaskantavates raadioseadmetes. Selle jõudlus on aga parem kui III klassi ringdioodmikseril.

Professionaalses ja amatöörraadiokirjanduses 8,9,10,11,12,13,14 on võimsate lülitusväljatransistoride abil ringsegistite konstrueerimise teemat käsitletud väga laialdaselt ning sellele teemale on üsna raske piisavalt tähelepanu pöörata ilma, et olles häiritud selle artikli tegelikust eesmärgist.

Mikser vastavalt "transistoripuu" skeemile

Peal Joonis 4 Näidatud on "transistoripuu" tüüpi segisti funktsionaalne skeem. Algselt patenteeris 1966. aastal Howard Jones sünkroondetektorina 15, on see väga populaarne aktiivne mikser rohkem tuntud kui "Gilbert Cell", vastavalt hilisemale patendile ja selle vooluringi kasutamisele ehituse alusena. analoogkordistajad 16. See mikser on oma disainilt tuletis torude sünkroonsete demodulaatorite 17 perekonnast.

Joonis 4. Transistoripuu mikser, tuntud ka kui Gilbert Cell.

Siin on sisend vahesageduse (IF) signaal läbi trafo T 2 juhib diferentsiaalvooluallikat transistoridel antifaasis VT 2 Ja VT 5. Mikseri muunduskoefitsiendi stabiliseerimiseks laias sisendsignaali tasemete vahemikus, samuti transistori mittelineaarsuse mõju vähendamiseks VT 2 Ja VT 5 Jada negatiivse voolu tagasiside takistid sisalduvad emitterites ja nende vahel R 4 ... R 6.

Diferentsiaalvooluallika väljundvoolud, see tähendab transistoride kollektorivoolud VT 2 Ja VT 5, lülitatakse diferentsiaalpaaride transistoride abil antifaasis VT 1:VT 3 Ja VT 4:VT 6, lülitub vaheldumisi olekusse "ON". ja "OFF" signaal, mis antakse kohalikult ostsillaatorilt LO läbi trafo T 1. Transistoripaaride kollektorid on vastastikku ristühendatud, mistõttu koormustakistite voolude liitmise tõttu R 3 Ja R 7, summutatakse kohalik ostsillaator ja vahesagedussignaalid ning nende segunemise produktid, sealhulgas kasulik RF raadiosignaal, eraldatakse trafo primaarmähisel. T 3.

Punktis näidatud omaduste kontrollimiseks Joonis 4 mikseri on kokku pannud tootja Harris mikroskeem CA3054(nüüd toodab seda ettevõte Intersil— ca. translator), mis sisaldab kahte identset diferentsiaalvõimendit. Toitepingega, mis on võrdne +12 V ja takisti takistus R 4 ... R 6 võrdne 100 oomi(kasutati kolmest takistist koosnevat takistikoostu) pinge transistoride alustel VT 2 Ja VT 5 määrati võrdseks +2,1 V, samas kui nende transistoride kollektori eelpingevool oli 15 mA. Transistori baaspinge VT 1, VT 3, VT 4 Ja VT 6 määrati võrdseks +4,7 V. Seega transistoride tööpunkt VT 2 Ja VT 5 püsisid nende omaduste lineaarses osas kogu sisendsignaali tasemete vahemikus 18 . Kõik trafod T 1, T 2 Ja T 3 Fair-Rite 2843-002-402(binokulaarne-transfluktor). Mähise suhtega 1:1:1 Mikseri sisend- ja väljundtakistused on 50 oomi.

Mikseri katsetingimused olid samad, mis ringdioodmikseril, välja arvatud kohaliku ostsillaatori signaali tase, mis oli 0 dBm (1 mW). See tase määrati kõikidele käesolevas artiklis käsitletud aktiivsetele mikseritele, mis töötavad üsna rahuldavalt isegi nii madalate lokaalse ostsillaatori signaalitasemete korral nagu -6 dBm (0,25 mW).

Joonis 5 Ja tabel 2 illustreerige segisti kvaliteediomadusi vastavalt "transistoripuu" skeemile. Kompressioonipunkt P 1 dB Sellise segisti omadused on kõrgemad kui ringdioodmikseril ja 3. järku intermodulatsioonikomponentide lõikepunkt ( IIP 3) - allpool. Vaatamata asjaolule, et "transistoripuu" tüüpi mikseri tööks vajalik lokaalse ostsillaatori signaali tase on oluliselt madalam kui ringdioodmikseri puhul, on selle kvaliteediomadused intermodulatsiooni moonutuste taseme osas pisut madalamad kui ringdioodil. mikser.

Joonis 5. Mikseri intermodulatsiooni moonutused vastavalt “transistoripuu” skeemile, 10 dBm/div.

Tabel 2.

Pikka aega arvati, et transistoripuu skeemi kasutavas mikseris kõrgemate omaduste saavutamise peamiseks takistuseks intermodulatsiooni moonutuste taseme osas on juhttransistorid. VT 2 Ja VT 5, mis töötavad pingega juhitavate vooluallikatena. 19,20 Selle puuduse parandamiseks on edukalt kasutatud mitmeid kirjanduses kirjeldatud meetodeid. 19,21,22 Kuid kõik need meetodid ignoreerivad muid intermodulatsiooni moonutuste allikaid, näiteks voolu ülekandeteguri mittelineaarsust hfe juhttransistorid, samuti nende voolu lülitavate nelja transistori karakteristikute mittelineaarsus VT 1:VT 3 Ja VT 4:VT 6. Neid puudusi saab ületada kombineeritud jada-paralleelse negatiivse tagasiside ahelaga ( seeria/šundi tagasiside), mis hõlmab kõiki segisti transistorisõlmesid analoogselt transistori võimendi astmetega.

Võimendi kombineeritud jada-paralleelse negatiivse tagasisidega ( seeria/šundi tagasiside)

Peal Joonis 6 Näidatud on kombineeritud jada-paralleelse negatiivse tagasisidega (NFB) transistorvõimendi diagramm.

Joonis 6.

Järjestikune OOS ( seeria tagasiside), mille moodustab takisti R 2 sisaldub transistori emitteri ahelas VT 1. Paralleelne OOS ( šundi tagasiside), mille moodustab takisti R 1ühendatud kollektori ja transistori aluse vahel VT 1.

Sellise võimendi sisend- ja väljundtakistus määratakse suhtega 23,24:

ja võimsuse suurenemine:

See negatiivse tagasiside topoloogia võimaldab lihtsaid vahendeid transistorvõimendi lineaarsuse suurendamiseks ja lisaks on see hõlpsasti rakendatav transistoripuu segisti ahelas.

(valik 1)

Lineariseeritud aktiivmikseri skeem vastavalt "transistoripuu" skeemile, mis on kaetud sügava tagasisidega, on näidatud joonisel Joonis 7. Esimene kombineeritud jada-paralleelse tagasisideahelaga lineariseeritud "võimendi" moodustatakse paralleelse tagasiside ahela üksikute takistite ühendamisel ( šundi tagasiside) R2:R3 võtmetransistoride paari transistoride kollektorite vahel VT 1:VT 3 ja juhttransistori alus VT 2 lahtisidestuskondensaatori kaudu C 1. Järjestikune OOS ( seeria tagasiside) on moodustatud kolmest takistist koosneva ahelaga R 5:R 9:R 13. Selle tulemusena on "võimendatud" vahesagedussignaal IF, mis on alla surutud põhilises "transistoripuu" ahelas, isoleeritud ühisrežiimina üle koormustakistite ja läbi paralleelse OOS-ahela. R2:R3:C1 tarnitakse juhttransistori alusele VT 2. Samal ajal põhinevad lokaalne ostsillaator LO ja sellest tulenevad raadiosageduslikud RF signaalid transistoril VT 2 on alla surutud. Seega toimib ahel võimendina ainult vahesagedussignaali IF jaoks ja kuna kombineeritud jada-paralleelne OOS-ahel katab kõik kolm transistorit, siis nende mittelineaarsusest tulenevad moonutused kompenseeritakse.

Joonis 7.

Samamoodi teine ​​transistoripaar VT 4:VT 6 teise juhttransistoriga VT 5 ja vastavad paralleel- ja jadaahelad moodustavad teise lineariseeritud "võimendi". Pange tähele, et kolm takistit R 5:R 9:R 13 mängivad sama rolli nagu takisti R 2 oleval diagrammil Joonis 6 ja väljendid ja .

Väljundtrafo T 3ühendatud transistoripaaride transistoride kollektoritega VT 1:VT 3 Ja VT 4:VT 6 nelja 100-oomise takisti kaudu R 7:R 8:R 10:R 11 selliselt, et selle primaarmähisel lokaalse ostsillaatori sagedusega LO ja vahesagedusega IF signaalid summutatakse ja mikseri väljundis on ainult nende segunemise produktid.

Sel viisil lineariseeritud aktiivsegisti testimiseks pandi kokku vooluahel samadest elementidest nagu eelmine segisti vooluring samade režiimidega DC. Paralleelsete OOS-takistite takistusega R 2, R 3, R 15 Ja R 16 võrdne 330 oomi mõlema “võimendi” sisend- ja väljundtakistus oli ligikaudu 100 oomi ja vahesagedussignaali IF iga "võimendi" võimendus oli umbes +6,7 dB.

Joonis 8. Lineariseeritud aktiivmikseri intermodulatsiooni moonutus (valik 1), 10 dBm/div.

Tabel 3.

On antud Joonis 8 ja sisse tabel 3 katsetulemused näitavad, et võrreldes eelnevalt käsitletud "transistoripuu" tüüpi segistiga, mille vooluring on näidatud Joonis 4, kogutud vastavalt Joonis 7 vooluring, kombineeritud tagasisideahelaga lineariseeritud aktiivmikser on intermodulatsiooni moonutuste taseme osas kõrgemate omadustega ja parem kui ringdioodmikser SBL-1 ettevõtted Mini-ahelad kohaliku ostsillaatori LO oluliselt madalamal signaalitasemel. Kompressioonipunkt kannatab mõnevõrra P 1 dB, - selle põhjuseks on kohaliku ostsillaatori signaali LO mittetäielik mahasurumine transistoride kollektorites VT 1:VT 3 Ja VT 4:VT 6, mis põhjustab nende küllastumist liiga vara. See juhtub nelja tõttu 100 -oomi takistid R 7:R 8:R 10:R 11 nende transistoride kollektorite vahelises ristmikus, mikseris aga "transistoripuu" Joonis 4 transistoride vastavad kollektorid on omavahel otse ühendatud ja nendel olev lokaalse ostsillaatori signaal summutatakse peaaegu täielikult. Lisaks sellele põhjustab see takistite ahel väljundsignaali liigset sumbumist - umbes 6 dBm. Seda puudust välditi mikseri väljundsignaalide kombineerimisel mitte takistitega, vaid nn hübriidtrafo abil.

Signaalide kombineerimine hübriidtrafo abil

Hübriidtrafosid 25, 26, 27 (tuntud ka kui sildtrafod või sümmeetrilised trafod) kasutati varem laialdaselt telefonivõimendites, kuid sobivate ferromagnetiliste materjalide kasutamisel on need hõlpsasti leidnud tee kõrgsageduslikesse ahelatesse.

Diagrammil edasi Joonis 9 Hübriidtrafot kasutatakse erinevussignaali eraldamiseks kahest samafaasilise komponendiga signaalist. Ühisrežiimi komponendiga signaalid juhitakse vastasklemmidele primaarmähis trafo, millel on kraan keskelt ja mis on sekundaarsest isoleeritud. Selle ühendusega ilmub ühisrežiimi komponent trafo primaarmähise keskpunktis ja selle sekundaarmähises vabaneb erinevussignaal. See juhtub seetõttu, et primaarmähises olev vool liigub mähise vastasklemmides ainult erinevatel potentsiaalidel.

Joonis 9 Erinevussignaali eraldamine hübriidtrafo abil.

Olgu niisuguse trafo primaar- ja sekundaarmähisel kumbki 2N Ja M keerab vastavalt. Seejärel on koormuse sobitamiseks ahela takistuse väärtused Joonis 9 peavad olema seotud järgmiste suhetega:

Kasutage väljundsignaalide kombineerimiseks sisselülitatud segistiahelas Joonis 7 nelja takisti ahel R 7:R 8:R 10:R 11 põhjustas segisti ülekandeteguri vähenemise võrra 6 dBm. Hübriidtrafo kasutamine samal eesmärgil vähendab need kaod olematuks, seetõttu kasutatakse sellisest vooluahela topoloogiast rääkides sageli mõistet "kadudeta" (st "kadudeta" või "ilma sumbumiseta").

Lineariseeritud aktiivne mikser ilma kasuliku signaali kadumiseta (valik 2)

Peal Joonis 10 näitab lineariseeritud aktiivse kahe tasakaaluga segisti diagrammi, milles väljundsignaalide kombineerimiseks kasutatakse järgmist: kadudeta- topoloogia hübriidkõrgsagedustrafode abil. Ahel sisaldab kahte identset tasakaalustatud aktiivmikserit, seega piisab, kui arvestada neist ühe tööga.

Joonis 10.

Alustuseks kujutame ette, et mikserit tervikuna koormab RF väljund koormustakistusele R L(pole skeemil näidatud). Siis on iga selle tasakaalustatud segisti komponendi koormustakistuse vähendatud väärtus võrdne 2R L. Veelgi enam, kui hübriidtrafode mähised T 3 Ja T 4 tehtud pöörete arvu suhtega 1:1:1 , siis on ka takistus nende primaarmähise keskpunktis 2R L, ja takistus selle mähise otstes on võrdne 4R L.

Transistoride perioodiline antifaasiline ümberlülitus VT 1 Ja VT 3 lokaalse ostsillaatori signaal LO moduleerib transistori kollektorivoolu VT 2, luues seeläbi trafo primaarmähises diferentsiaalsignaali T 3. Koormustakistus transistori kollektoriahelas VT 2- konstantne väärtus, mis on võrdne paralleelselt ühendatud takistustega transistoride kollektoriahelates VT 1 Ja VT 3 ja võrdne takistusega hübriidtrafo keskpunktis, st. 2R L. Seega on selles vooluringis võimalik rakendada "võimendit" kombineeritud jada-paralleelse OOS-iga ( seeria/šundi tagasiside).

Oletame, et mõlema väljundhübriidtrafo sekundaarmähised on üksteisest lahti ühendatud ja kumbki koormatud oma koormustakistusega. Sel juhul pinged nelja transistori kollektoritel VT 1, VT 3, VT 4 Ja VT 6 on määratud vastavalt avaldistega , ja :

AIF— vahesagedussignaali amplituud;
G— avaldisega määratud “võimendi” võimendus;
— kohaliku ostsillaatori sageduse väärtus;
— sageduse vaheväärtus;
Olen erapoolik— transistori kollektori eelpingevool VT 2.

Võrdluste parempoolseim liige tähistab trafo primaarmähises lokaalse ostsillaatori diferentsiaalset kandesignaali T 3. See on samaväärne trafo primaarmähises oleva signaaliga T 4, kuid faasis vastupidine (võrdne ja ). Nende kahe signaali tasakaal koos nende kahe trafo sekundaarmähiste vastava ühendusega (vt. Joonis 10), tagab kohaliku ostsillaatori signaali tõhusa summutamise ja segamisproduktide, sealhulgas kasuliku RF-raadiosignaali eraldamise mikseri väljundis. Ideaaljuhul (st kadude puudumisel) on sama nelja transistori kollektorite pingeid kirjeldavad avaldised järgmisel kujul:

Rekonstrueeritud vahesagedussignaalid väljundhübriidtrafode primaarmähise keskpunktides T 3 Ja T 4 kirjeldatakse väljenditega:

ja mikseri väljundis olevat signaali kirjeldatakse avaldisega:

mis tingimusel, et M=N on võrdne, on järgmisel kujul:

Testimiseks mõeldud vooluahel koostati jällegi samadest elementidest, mis eelmine segistiahel, samade alalisvoolurežiimidega. Kaks hübriidtrafot T 3 Ja T 4 oli sama kujundusega kui sisendtrafod T 1 Ja T 2, ja mähise suhtega 1:1:1 sisaldas nelja keerdu trifilaarset mähist südamikutüübil Fair-Rite 2843-002-402. Seetõttu oli iga tasakaalustatud segisti sisend- ja väljundtakistus 100 oomi. Vastavalt sellele, võttes arvesse trafode sekundaarmähiste paralleelset ühendamist T 3 Ja T 4, mikseri sisend- ja väljundtakistus on 50 oomi.

Ringrada testiti Joonis 10 samadel sagedustel ja kohaliku ostsillaatori signaali tasemel kui eelmine. Joonis 11 Ja tabel 4 illustreerige segisti kvaliteedinäitajaid. Selle tulemusena, et kolmanda järgu intermodulatsioonitoodete tase oli -53 dBc, ristumispunkt IIP 3 saavutab seega täiesti rahuldava taseme +29,5 dBm. Samuti tihenduspunkt P 1 dB tõusis +10,5 dBm. Seega võimaldas hübriidtrafo kasutamine ahelas konstrueerida aktiivmikseri, mis konkureerib oma madala intermodulatsiooni moonutuse tasemega III klassi ringdioodmikseriga, kuid vajab palju vähem kohalikku ostsillaatori signaalivõimsust.

Joonis 11. Lineariseeritud aktiivmikseri intermodulatsiooni moonutus (valik 2), 10 dBm/div.

Tabel 4.

Tundlikkus reaktiivkoormuse suhtes

Eelnevat silmas pidades pandi kokku kesksagedusega koondunud valiku ribapääsfilter 10,7 MHz ja ribalaius 500 kHz, mille skeem on näidatud joonisel Joonis 12. Filtri mõõdetud sisemine sumbumine oli 5,5 dB ja seda võeti arvesse järgnevate mõõtmiste tulemustes.

Joonis 12.

Sisse antud tabel 5 Mõõtmistulemused näitavad, et ringdioodi mikser SBL-1 on tõepoolest väga tundlik oma väljundis oleva ühenduse suhtes, mitte ainult aktiivse sälkulise IF-filtri sobitatud koormuse asemel: kolmandat järku intermodulatsiooniprodukti katkestamine IIP 3 peale kukkudes 11,5 dB ja tihenduspunkt P 1 db peal 3 dB. Aktiivsed mikserid näitasid eranditult oluliselt vähem tundlikkust sagedusest sõltuva koormuse, kokkusurumispunkti suhtes P 1 db samal ajal jäi see samasse kohta ja kolmanda järgu intermodulatsiooniproduktide lõikepunktiks IIP 3 ei langenud rohkem kui 1 dB kõigil kolmel juhul.

Tabel 5.

Saadud tulemused pole üllatavad. Rõngasdioodisegisti puhul peegeldub koormamata väljundist tulev signaalienergia tagasi sisse dioodi ahel, kus see saab seejärel suhelda dioodide ristmike mittelineaarsusega. Seevastu aktiivsegistisse tagasi peegeldunud signaalienergia kustub lülitustransistoride koormustakistustes ning mittelineaarsed baas-emitteri ristmikud on isoleeritud transistoride madala voolu tagasisidekoefitsientide tõttu.

Järeldus

Niisiis on kombineeritud jada-paralleelse OOS-ahelaga aktiivne mikser näidanud selliseid kvaliteediomadusi, mis on soovitavad ka kvaliteetsete raadiosageduslike transiiversüsteemide väljatöötamisel. Edasised täiustused, sealhulgas alternatiivsete negatiivse tagasiside topoloogiate kasutamine mikseri mürataseme parandamiseks, tagavad väga laia dünaamilise ulatusega mikseri, ilma et oleks vaja kohalikult ostsillaatorilt liigseid võimsustasemeid.

©Christopher Trask, 1998.

Tõlge ©Zadorozhny Sergei Mihhailovitš, 2006

Kirjandus:

1. Trask, Chris, "Tagasisidetehnika parandab aktiivse mikseri jõudlust"; RF Design, september 1997.
2. Patent ootel.
3. Belevitš, V., "Mittelineaarsed efektid ringmodulaatorites"; Wireless Engineer, Vol.26, mai 1949, lk 177.
4. Tucker, D. G., "Intermodulation Distortion in Rectifier Modulators"; Wireless Engineer, juuni 1954, lk 145-152.
5. Gardiner, J.G., "An Intermodulation Phenomenon in the Ring Modulator"; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, nr.4, aprill 1970, lk.193-197.
6. Walker, H.P., "Intermodulatsiooni allikad dioodrõngasmikserites"; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, nr.5, mai 1976, lk.247-253.
7. Maas, Stephen A., "Kahetooniline intermodulatsioon dioodisegistites"; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, nr.3, märts 1987, lk.307-314.
8. Evans, Arthur D. (toim.), "Väljatransistoridega projekteerimine"; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
9. Rohde, Ulrich L., "Kõrgsageduslike sidevastuvõtjate ahelate ja tehnikate hiljutised arengud"; Ham Radio, aprill 1980, lk 20-25.
10. Rohde, Ulrich L., "Kaasaegse vastuvõtja disaini põhikomponendid"; QST, mai 1994, lk 29-31 (pt 1), juuni 1994, lk 27-31 (pt 2), juuli 1994, lk 42-45 (pt 3).
11. Rohde, Ulrich L., "Hiljutised edusammud lühilaine vastuvõtjate disainis"; QST, november 1992, lk 45-55.
12. Rohde, Ulrich L., "Aktiivsete mikserite jõudlusvõime"; Ham Radio, märts 1982, lk 30-35 (pt 1), aprill 1982, lk 38-44 (pt 2).
13. Rohde, Ulrich L., "Aktiivsete mikserite jõudlusvõime"; Toimetus WESCON 81, lk.24/1-17.
14. Rohde, Ulrich L. ja T.T.N. Bucher, Communications Receivers: Principles and Design, 1. väljaanne; McGraw-Hill, 1988.
15. Jones, Howard E., "Dual Output Synchronous Detector Utilizing Transistorized Differential Amplifiers"; USA patent 3 241 078, 15. märts 1966.
16. Gilbert, Barrie, "Four-Quadrant Multiplier Circuit"; USA patent 3 689 752, 5. september 1972.
17. Schuster, N.A., „Kõrge tasakaalustabiilsusega faasitundlik detektorahel”; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, nr.4, aprill 1951, lk.254-255.
18. Sullivan, Patrick J. ja Walter H. Ku, "Active Double Balanced Mixers for CMOS RFICs"; Microwave Journal, oktoober 1997, lk 22-38.
19. Chadwick, Peter, "Kõrge jõudlusega integreeritud vooluahela mikser SL6440"; WESCON 1981. aasta konverentsi aruanne, 24. sessioon, lk 2/1-9.
20. Chadwick, Peter, "Rohkem Gilbert Cell Mixersist"; Raadioside, juuni 1998, lk 59.
21. Heck, Joseph P., "Parendatud lineaarsusega tasakaalustatud mikser"; USA Patent 5 548 840, 20. august 1996.
22. Gilbert, Barrie, "MICROMIXER: Gilberti mikseri väga lineaarne variant, kasutades bisümmeetrilist AB klassi sisendit"; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, September 1997, lk.1412-1423.
23. Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach ja Robert Chin, "Wide-Band Ultralinear Amplifier from 3 to 300 MHz"; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, nr. 4, august 1974, lk. 167-175.
24. Ulrich, Eric, "Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR", Microwaves, oktoober 1978, lk. 66-70.
25. Gross, Tom, "Hübriidtransformaatorid osutuvad kõrgsageduslikes rakendustes mitmekülgseks", elektroonika, 3. märts 1977, lk. 113-115.
26. Sartori, Eugene F., "Hübriidtransformaatorid", IEEE Transactions on Parts, Materials ja Packaging (PMP), Vol. PMP-4, nr. 3, september 1968, lk.59-66.
27. Bode, Hendrik W., "Coupling Networks", U.S. Patent 2 337 965, 28. detsember 1943.
28. Yousif, A.M. ja J.G. Gardiner, "Moonutused lülitusdioodmodulaatoris koos häälestatud otstega", Proceedings of IEE, Vol. 119, nr. 2, veebruar 1972, lk. 143-148.

Originaaltekst:

Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, oktoober 1998, lk. 13-23.

Tasakaalustatud mikseri väljundis on lokaalse ostsillaatori pinge alla surutud, kuid vastuvõetud töösignaali pinge on olemas. Nagu tööpõhimõtete kaalumisel arutati, ei tohiks põhimõtteliselt ideaalse kordaja väljundis neid komponente esineda. Rõngasegisti (sagedusmuunduri) vooluahel võimaldab vähendada raadiosignaali taset sagedusmuunduri väljundis. Seda vooluahelat nimetatakse sageli topelt tasakaalustatud segistiks. dioodrõngasmikser on näidatud joonisel 1.

Sisendsignaali summutamine rõngasmikseri (sagedusmuunduri) väljundis toimub dioodidele VD1, VD4 kokku pandud tasakaalustatud mikseri voolude ja dioodidele VD2, VD3 kokkupandud tasakaalustatud mikseri voolude lahutamise teel.

Ringbalansseeritud mikseri (sagedusmuunduri) väljundi signaali spekter on näidatud joonisel 2.

Pange tähele, et rõngasmikseri (sagedusmuunduri) väljundis oleva signaali spekter on juba sarnane ideaalse kordaja spektriga. Väljundsignaali spektri ebapiisavalt summutatud komponendid tuleb summutada segisti sisendis ja väljundis ribapääsfiltritega.

Rõngasegisti vooluringi (sagedusmuunduri) väljundis ei suruta alla mitte ainult sagedusmuunduri sisendis olev signaal, vaid ka kõik komponendid, mis on moodustatud mittelineaarsete elementide kalde polünoomilise lähenduse paaritu kraadiga. mikser. Sisendsignaali summutamise protsess ringmikseri (sagedusmuunduri) väljundis on kujutatud joonisel 3.

See joonis näitab olukorda, kui vastuvõetud signaali ja lokaalse ostsillaatori sagedused on võrdsed. Väljundvoolu ajastusskeem sarnaneb alaldatud signaali ajastusskeemiga. Selle tulemusena suruvad vastuvõetud signaali paaris poollained paarituid maha. Selle tulemusena summutatakse kõik paaritu harmoonilised väljundsignaali spektris. Väljundsignaali spekter sisaldab peamiselt paarisharmooniliste komponente:

Kui mittelineaarse elemendi voolu-pinge karakteristikku lähendada ruutfunktsiooniga (teise järgu polünoom), siis saame muunduri, mis on võimalikult lähedane ideaalsele kordajale. Segamisdioodide voolu-pinge karakteristiku kuju lähendada ruutpolünoomile saab pooljuhi mahutakistuse sobiva valikuga.

Praegu valmistatakse ringdioodisegisteid (sagedusmuundurid) valmis integraallülitustena. Sel juhul on sisend- ja väljundtakistus 50 oomi. Kohaliku ostsillaatori sisendi sisendtakistus on samuti võrdne 50 oomiga. Ringsegisti (sagedusmuundurite) integreeritud disain võimaldab teil saavutada segisti õlgmete kõrge sümmeetria, mis võimaldab teil saada piisavalt head omadused kohalike ostsillaatorite signaalide summutamine raadio- ja vahesagedusahelates. Selliste ringsegistite (sagedusmuundurite) näide on ettevõtte Mini-Circuits toodetud segistid. Mõnede nende parameetrid on toodud tabelis 1.

Tabel 1 Ringsegistite (sagedusmuundurite) parameetrid

Nende segistite mõõtmed on üsna väikesed, sobivad pinnale paigaldamiseks. Joonistel 4 ja 5 on näidatud nende mikroskeemide fotod.

Joonis 5. MBA segistite välimus ja mõõtmed

Kuna valitud segistite sisend- ja väljundtakistus on 50 oomi, on nende raadiovastuvõtja komponentide ühendamise skeem üsna lihtne. See on näidatud joonisel 6.

Kaasaegsete tööstuslike või mobiilsete raadiosidesüsteemide ehitamisel tuleb meeles pidada, et need sidesüsteemid kasutavad üsna kõrgeid sagedusi. Seetõttu peaksite kõrgsageduslike raadioseadmete komponentide, sealhulgas sagedusmikserite, rakendamisel seda tegema Erilist tähelepanu anna neile disainifunktsioonid. Näiteks peavad kõik sideliinid olema tehtud mikroribaliinidena ning üksikud vastuvõtja ja saatja sõlmed peavad olema elektromagnetkiirguse eest varjestatud. Joonisel 7 on kujutatud mikroriba liini konstruktsioon, milles signaalijuht läbib trükkplaadi maapinna.

Sellel joonisel on W signaaljuhtme laius; T – vasesadestamise paksus; H on trükkplaadi dielektriku paksus, millel on elektriline läbilaskvus ε . Tuleb märkida, et konkreetse trükkplaadi puhul on kõik parameetrid fikseeritud, välja arvatud signaalijuhi laius. Mikroribaliini iseloomuliku impedantsi saab leida empiirilise valemi abil:

Selles valemis jagatakse H väärtused W ja T-ga, mille tulemuseks on mõõtmeteta koefitsient. Seetõttu saab neid väärtusi sisestada nii millimeetrites kui ka tollides. Näiteks FR-4 klaaskiudlaminaati, mille paksus on 0,5 mm ja väärtus 4,0, tuleb 50 oomi iseloomuliku impedantsi saavutamiseks teha ülekandeliin 0,5 mm laiuse ribana. Vaskkatte paksus peaks olema 0,04 mm. Iseloomuliku impedantsi 75 oomi realiseerimiseks samadel tingimustel peab juhi laius olema 0,2 mm. Täpsemaid arvutusi saab teha veebisaidil oleva lainetakistuse kalkulaatori abil.

ADE-1L IC-l põhineva segisti konstruktsiooni näide on näidatud joonisel 8.

Joonisel on selgelt näha sisendsignaale varustavate juhtmete laiuse range järgimine. On näha, kuidas järsud suunamuutused on struktuurselt eemaldatud, et vältida peegeldumist ribajoone ebahomogeensusest.

kuupäev viimane uuendus fail 10.10.2018

Kirjandus:

Koos artikliga "Ringmikserid" loe:

Päris miksereid on raske analüüsida ja seetõttu määravad nende tööomadused paljude parameetritega...
http://site/WLL/ParSmes.php

Tavaliselt toimub kahe analoogsignaali korrutamine mittelineaarse elemendi voolu-pinge karakteristiku tõttu...
http://site/WLL/Smes.php

Dioodmuunduris antakse kaks signaali samaaegselt mittelineaarse elemendi sisendisse, milleks on diood...
http://site/WLL/DiodSmes.php

Väljundsignaalist lokaalse ostsillaatori pinge eemaldamiseks kasutatakse tavaliselt push-pull ahelat, mida nimetatakse tasakaalustatud mikseriks...
http://site/WLL/BalSmes.php

Mõnel juhul on superheterodüünvastuvõtjas väga raske täita nõudeid peegelkanali ja külgneva kanali sageduse samaaegseks summutamiseks...
http://site/WLL/kvSmes.php