Двойной балансный смеситель на 8 диодах. Мощные высокочастотные смесители

Любое радиоприемное устройство содержит преобразователи сигнала из ВЧ в ПЧ и ПЧ в НЧ (промежуточных частот может быть несколько). В ППП такой преобразователь один, из ВЧ сразу в НЧ. Называются они смесителями и располагаются сразу после антенны и ДПФ, или дальше – после УВЧ, УПЧ, «соединяя», таким образом, основные узлы приемника с ГПД, ОГ. Поэтому параметры всего приемника во многом зависят от эффективности и качества преобразования сигналов. При этом существует два основных типа смесителей – пассивные и активные. Первые имеют коэффициент передачи меньше 1, а вторые обеспечивают усиление сигнала больше единицы, однако для сохранения динамического диапазона усиление не делается большим, обычно не более 10 раз по напряжению.

Любой смеситель, особенно самый первый, кроме коэффициента передачи должен иметь и малый уровень шума (для повышения чувствительности). Не менее важным показателем так же является способность подавления мощных внеполосных сигналов, из-за которого может возникать прямое детектирование и «забитие» основного сигнала.

Смесители активного типа в данной статье не будут рассматриваться, т.к. это отдельная самостоятельная тема. Статья посвящена смесителям пассивным, выполненным на пассивных элементах - полупроводниковых диодах, как наиболее широко применяющимся в различных радиолюбительских конструкциях. Также широко распространились схемы пассивных смесителей на полевых, в том числе мощных, транзисторах, работающих в ключевых режимах, а также схемы смесителей на электронных коммутаторах различного типа мультиплексорах/демультиплексорах). Однако, это тоже тема для отдельной статьи.

Прежде всего, балансные смесители разного типа, представляют собой симметричные схемы, в которых смешиваются два сигнала (входной ВЧ и гетеродинный). В схемах радиоприемников широко применяют двойные балансные смесители. Они балансные не только по отношению к колебаниям гетеродина, но и к входному сигналу. Этот тип смесителей ослабляет на выходе сигналы и гетеродина, и входные сигналы. Естественно, на выходе получается и меньший уровень побочных продуктов преобразования по сравнению с обычными балансными смесителями.

На частотах КВ радиолюбительских диапазонов (до 30 МГц) достаточно хорошими преобразовательными свойствами обладают и обычные высокочастотные кремниевые диоды, например типа КД503, КД509, КД514, КД521, КД522 и германиевые типа ГД508.

В двойных балансных смесителях желательно использовать диоды Шоттки (например, типа КД922). Достаточно распространенная ошибка - считать кремниевые диоды КД514 - диодами Шоттки. Это не диоды Шоттки, но по некоторым характеристикам достаточно близкие к ним. Иногда в старой справочной литературе встречается эта ошибка, т.к. по технологии диод с контактом МЕТАЛ-ПОЛУПРОВОДНИК раньше именовался диодом со структурой Шоттки (по автору этой технологии). Технология его производства нечто среднее между обычным диодом с p-n переходом и диодом с барьером Шоттки. По физике (не по технологии!) у кремниевых диодов Шоттки прямое напряжение заметно меньше чем у обычных кремниевых диодов (по любой другой технологии). Кроме того, большое отношение обратного сопротивления к прямому и незначительная емкость при нулевом смещении. Диоды Шоттки имеют очень малое время переключения, что расширяет частотный диапазон их применения (до нескольких сотен ГГц).

Применение кремниевых, импульсных, эпитаксиально-планарных, быстродействующих, с малым временем восстановления диодов КД514 (именно так правильно их называть!) в быстродействующих переключателях, к которым можно отнести и кольцевые диодные смесители увеличивает чувствительность за счет уменьшения коэффициента шума и, таким образом, можно увеличить усиление тракта ПЧ (а в итоге и чувствительность). Иногда на практике установка КД514 ощутимо, на слух, даёт эффект, без подбора диодов, чего нельзя сказать о КД503 и других типах диодах.

Величина потерь в диодном смесителе, как правило, составляет 6-10 дБ. Это немного, но большинство конструкторов хотят иметь меньшие потери. Напрашивается вывод о необходимости применения в схеме приемника активного смесителя. Но динамический диапазон (ДД) приемника с пассивным смесителем зачастую бывает больше, чем у приемника с активным смесителем. Кроме того, ДД нужен тогда, когда радиоприемник предназначается для работы с мощными соседними радиостанциями, или в условиях радиолюбительских контестов, когда в общей свалке эфира слабые по уровню станции соседствуют с мощными соседями. В обычных условиях такое почти не встречается. Таким образом, величина динамического диапазона приемника не должна особенно нас беспокоить .

Если смеситель является первым каскадом приемника, а так бывает достаточно часто, то от качества смесителя практически зависят все основные характеристики приемника. Важным является уровень собственного шума смесителя. Чем он меньше, тем выше становится достижимая чувствительность приемника. Из сказанного выше становится понятно, что среди диодов предпочтение следует отдавать тем, у которых самое малое прямое внутреннее сопротивление p-n перехода. Чем оно меньше, тем меньше шумов генерируется в диоде при одном и том же токе через диод. Следует иметь в виду, что каскад, следующий за смесителем, также должен иметь низкий коэффициент шума. Это очень важно для реализации преимуществ пассивного смесителя.

На рис.1 показаны схемы простого балансного смесителя и кольцевого (двойного балансного) смесителя, выполненных на диодах.

В этих смесителях использованы симметрирующие трансформаторы T1 и Т2, намотанные на кольцевых ферритовых сердечниках скруткой из трех проводов.

Для достижения максимальной чувствительности при настройке смесителя нужно подбирать напряжение гетеродина. Недостаточное напряжение уменьшает коэффициент передачи и повышает входное сопротивление, а излишнее - увеличивает шум самого смесителя. В обоих случаях чувствительность падает. Оптимальное напряжение лежит в пределах от долей вольта до 1-1,5 В (амплитудное значение) и зависит от типа диода.

В смесителях с включенными встречно-параллельно диодами (ВПД) напряжение подводится одновременно через катушку связи - сигнал от входного контура и напряжение гетеродина (рис. 2).

Напряжение гетеродина значительно больше, чем напряжение сигнала. Для нормальной работы такого смесителя на кремниевых диодах напряжение гетеродина должно составлять 0,6-0,7 В (амплитудное значение). Один из диодов открывается на пиках положительных полуволн сигнала гетеродина, а другой - на пиках отрицательных. В результате сопротивление параллельно включенных диодов уменьшается дважды за период гетеродинного напряжения. Отсюда такие достоинства этого смесителя, как отсутствие постоянного тока (смеситель не детектирует ни сигнал, ни напряжение гетеродина). А частота гетеродина выбирается вдвое ниже частоты сигнала, что позволяет улучшить стабильность частоты и значительно уменьшить наводки гетеродина на входные цепи смесителя, т.к. излучение его сигнала получается на 30-60 дБ ниже (в два раза ниже сигнала по частоте), чем с обычными смесителями.

В смесителе на ВПД лучше всего использовать кремниевые диоды с пороговым напряжением около 0,5 В - они дают несколько большую помехоустойчивость, чем германиевые. В любом случае требуется подбор оптимального напряжения гетеродина по максимуму коэффициента передачи. В целом все типы диодных смесителей требуют тщательного подбора напряжения ГПД для получения наилучших параметров смесителя.

Для получения большей информации о работе смесителей рекомендуем также обратиться к работам В. Т. Полякова, Г.Тяпичева, ссылки на которые указаны в конце статьи .

Обобщая вышеизложенное, следует заметить, что в приведенных схемах смесителей на диодах требуется (кроме правильного выбора типа диода) как симметричность (одинаковые характеристики) самих диодов, или их плеч (в кольцевых схемах), так и симметричность конструкции. Таким образом, для нормальной работы диодов в схемах смесителей можно говорить о необходимости их правильного подбора и установки на монтажной плате (о конструктиве монтажа смесителей на диодах будет сказано в конце статьи).

Без подбора диодов трудно обеспечить требуемую симметрию моста, особенно в тех схемах, где никаких симметрирующих элементов не предусмотрено, как в схемах на рис.1 и 2. Требуемая симметрия гетеродинного напряжения достигается тем, что катушка связи (или широкополосные трансформаторы) наматывается одновременно двумя другими скрученными проводами и размещается на ферритовом кольце строго симметрично. Несоблюдение этого простого правила приводит к тому, что некоторые радиолюбители устанавливая современные типы диодов не подбирают их при первичной отладке конструкции смесителя, считая что ассиметрия остальных самодельных элементов сводит выигрыш от их подбора к нулю. Естественно, причины ассиметрии могут быть связаны не только с самими трансформаторами, поэтому однозначно рекомендовать бросаться их переделывать не следует.

Выбирая диоды для смесителя по справочным материалам, следует заметить, что их емкости должны быть одинаковы (и как можно меньше) при одном напряжении. Желательно подобрать минимальным и время переключения (восстановления). В.Т.Поляков, RA3AAE в своих работах указывает, что предпочтение следует отдавать диодам с меньшей емкостью (не более 1...3 пФ) и наименьшим временем восстановления обратного сопротивления (не более 10...30 нc). Эти данные можно найти в справочниках. При работе на УКВ требования возрастают еще более.

Во многих случаях оптимальным выбором может оказаться применение готовых диодных микросборок с подобранными характеристиками. Например, часто рекомендуемых КДС523А, Б, или подобранных в сборку диодов (КДС523ВР). Однако, в целом ряде случаев, необходимо обязательно проверить эти сборки хотя бы самым простым способом, поскольку допустимый разброс в них может достигать 10% и это может негативно сказаться на работе смесителей и потребует добавления в схему смесителя балансировочных резисторов и/или емкостей, что в целом ни к чему, поскольку увеличивает потери в смесителе. А это всегда нежелательно.

Получивший в последнее время широкое распространение подбор диодов по прямому сопротивлению представляется не столь актуальным, поскольку неидеальный трансформатор (как уже указывалось выше) всё равно внесет разбаланс в плечи моста. Конечно, если есть уверенность в полной симметричности обмоток и их равенстве полных (комплексных) сопротивлений, тогда с помощью обычного цифрового мультиметра (в режиме «прозвонки») можно отбраковать диоды с большими отклонениями прямых сопротивлений. Есть и вторая причина, даже более существенная. Речь идет о том, что равенство прямых сопротивлений говорит только о том, что при одинаковой амплитуде гетеродина через диод будет течь одинаковый ток. Но это для больших напряжений от ГПД важно, а вот для входных сигналов, амплитуда которых много меньше и лежит на уровне микровольт наиболее важным является одинаковость ВАХ диодов именно в области малых напряжений, т.е. в самом начале ВАХ, а не в области больших напряжений.

К сожалению, отечественные диоды даже из одной партии, не говоря уже о просто однотипных, имеют очень большой разброс параметров, поэтому простой подбор по сопротивлению (прямому напряжению) в одной точке ВАХ малоэффективен. Пояснение, почему такой подбор не эффективен, сделано на рисунке ниже. В самом деле, разброс ВАХ диодов может быть достаточно велик, но по случайному стечению обстоятельств именно в точке измерения внутреннее сопротивление диодов окажется одинаковым с достаточно большой точностью. На самом деле такое возможно достаточно часто. Однако это только видимость идентичности ВАХ диодов. Большей точностью обладает подбор по 2 точкам. Но и такой подбор тоже - только проверка совпадения статических характеристик, а не динамических.

Поэтому часто рекомендуют применять импортные - те же 1N4148 (аналог КД522). Они имеют существенно меньший разброс, что гарантирует хорошую работу смесителя даже без подбора. Хотя произвести подбор в одной точке ВАХ цифровым мультиметром (в режиме прозвонки) очень просто. При этом следует заметить, что в эту схему для подбора (и в другие тоже!) диоды надо подключать зажимами типа "крокодил" или им подобными, но ни в коем случае не пайкой. Даже после подключения зажимами надо выдержать некоторую паузу - нагрев диодов от рук изменяет результаты измерений (не говоря уже о пайке). А им надо прийти к комнатной температуре…

По «прямому напряжению» подобрать диоды можно, собрав простейшую схему: от стабильного источника напряжением не менее 10 В через резистор задают прямой ток через диод (например, 1 мА). И измеряют падение напряжения любым вольтметром с высоким входным сопротивлением (ламповым, типа ВК7-9, или любым цифровым, что лучше). Подбирают диоды, у которых наиболее близкие значения измеренного напряжения. Можно проверять две точки, например, задавая токи 1 мА и 0,1 мА.

Распространена методика, рекомендуемая для подбора диодов кольцевого балансного смесителя и описанная Б.Степановым, RU3AX . По ней сравнивают вольт-амперные характеристики диодов в прямом направлении. Поскольку полупроводниковый диод - это нелинейный элемент, непосредственное измерение омметром его прямого сопротивления не позволяет производить такое сопоставление. Делать это надо в нескольких (минимум двух) точках вольт-амперной характеристики диода, измеряя падение напряжения на диоде при фиксированных значениях прямого тока. Схема простейшего устройства, позволяющего производить подбор диодов, приведена на рисунке.

Для подбора диодов точные значения стабилизированного тока не существенны - все диоды будут сравниваться при одних и тех же значениях тока. Необходимо лишь, чтобы эти значения различались примерно в десять раз… Подробности сборки и работы этого устройства приведены .

Существуют и более серьезные подходы к подбору диодов в смесители. Опытные радиолюбители подчас скептически относятся к методикам изложенным выше и не рекомендуют подбирать диоды для смесителя по прямому току, считая что такой подбор мало что дает, особенно для высокодинамичного смесителя.

Например, развивая идею измерения падения напряжения по стабилизированным токам (по существу, сравнение ВАХ) предлагается подавать ПЕРЕМЕННОЕ напряжение 12...24 В, через резистор определяющий ток на встречно-параллельные диоды. Далее после RC фильтра мультиметром измеряется напряжение. Пары подбирают по минимальному разбросу напряжений при разных токах (чем меньше напряжение и меньше разброс – тем лучше пары, комлементарнее).

Оценивая такой метод, напрашивается вывод, что частота переменного напряжения должна соответствовать рабочей частоте, т.е., ВЧ.

Такая схема подбора и методика былаопробована В.Лифарем, RW3DKB , при разработке своего трансивера прямого преобразования и показала очень хорошие результаты. Функциональная схема для отбора диодов приведена на рис.6.

К выходу ГСС (от 0 до 1 В на частоте в несколько МГц) через резистор подключают пару диодов, включенных встречно-параллельно. Второй конец подключают на землю через микроамперметр 30-50 мкА со СРЕДНЕЙ ТОЧКОЙ. Постепенно увеличивая напряжение на выходе генератора до максимума, наблюдают за отклонением от нуля стрелки индикатора.

Таким образом, при подборе пары диодов определяется разностный ток на стрелочном приборе с нулем посередине. Конечно, идеально, чтобы отклонения стрелки не было ни «в плюс, ни в минус». Допустимым считается отклонение в 1 мкА, хотя, при известной настойчивости, удается найти идеально совпадающие пары, четверки и даже восьмерки.

Естественно, что таким путем «убивают минимум двух зайцев». Здесь наблюдают РЕАЛЬНОЕ совпадение параметров диодов на РАБОЧЕЙ частоте и при рабочих напряжениях. Одновременно учитывается и равенство проходных емкостей диодов. Только ТАК нужно подбирать диоды для высокодинамичных смесителей.

И, второе, при таком подборе ни о каком просачивании сигналов и прямом детектировании не может быть и речи, т.к. мост из идеально подобранных диодов идеально симметричен по ВСЕМ своим параметрам.

Автор предупреждает, что процедура подбора продолжительная. Кроме того, подобранные только по прямому сопротивлению (прозвонкой) диоды – дали в реальной конструкции ТПП просто плохой результат, который не идет ни в какое сравнение с описанной выше и рекомендованной методикой подбора, особенно на ВЧ. При отсутствии ГСС роль источника сигнала может выполнять изготовленный радиолюбителем ГПД для применения в этой же конструкции. В нем следует предусмотреть регулятор уровня выходного сигнала, роль которого вполне может выполнять низкооммный потенциометр.

До настоящего момента мы говорили о подборе диодов для работы в смесителях с точки зрения симметричности, определяемой однотипностью (схожестью, равенством) их параметров. Но даже один диод (как и любые другие активные и пассивные элементы, применяемые в схеме приемника или трансивера) может активно шуметь.

Вопрос с шумами элементов схемы всегда был очень актуальным и решать его приходится всем разработчикам аппаратуры, как профессионалам, так и любителям. Профессионалам проще, т.к. они вооружены специальной измерительной аппаратурой. Радиолюбителям приходится изгаляться каждому на свой лад. Но у каждого нормального любителя-конструктора есть возможность использовать для таких целей простые НЧ-вольтметры, которыми можно измерить уровень шума на динамике (своего рода измерители выхода). По идее нужен средне-квадратичный вольтметр, но в принципе подойдет любой. Это, конечно, не точный прибор, но поскольку параллельно используются собственные уши, «работающие» по той же шкале «больше-меньше», шум определяется достаточно хорошо.

Применяемая методика, надеюсь, вполне понятна из статьи , только вместо всего радиоприемника при измерении применяется его часть - чувствительный малошумящий УЗЧ. Об этом в свое время писал В.Т.Поляков , предлагая оценивать шумы диода, включив его через разделительный конденсатор емкостью несколько микрофарад на вход чувствительного УЗЧ, в качестве которого может использоваться уже собранный для ППП усилитель НЧ. На диод подавалось прямое и обратное смещение. Хороший диод не должен заметно увеличивать шум на выходе УЗЧ при прямых токах до нескольких миллиампер и обратном смещении до нескольких вольт. Наилучшими по данным из по всем перечисленным параметрам оказались диоды типа КД514. Некоторые другие типы диодов сравнивались в гетеродинном приемнике с балансным смесителем на частоте 20 МГц. Получены следующие значения коэффициента шума всего приемника (без УРЧ): КД503А - 32, Д311 - 37, ГД507А - 50, Д9 - 200, Д18 - 265. Последние из перечисленных диодов применять явно не следует.

В.Н.Лифарь, RW3DKB, подключал диод на вход своего УЗЧ (схему усилителя на современных дискретных элементах можно взять из статьи

) катодом на землю. На анод подавалось через потенциометр 10 кОм прямое смещение и на выходе сравнивалось изменение уровня шума с включенным смещением и без. Смещение можно было менять потенциометром. Само собой на выходе УЗЧ стоял также и осциллограф, чтобы видеть, что происходит c шумовой дорожкой. Разница видна. Поскольку шумы низкочастотные, то можно использовать звуковую карту ПК, установив на ПК соответствующую программу, взяв её из интернета.

Меняя величину протекающего тока через диод определяется минимум шумов диода. Следует иметь ввиду, что при очень малых токах диоды шумят даже сильнее, т.к. внутреннее сопротивление их при этом также очень велико. А это нежелательно, ибо в формулу напряжения шумов входит величина сопротивления.

По мере увеличения тока уровень шумов диода сначала падает, потом проходит ложбину оптимума и затем снова начинают расти (с ростом прямого тока через диод). Именно поэтому для смесителей на диодах так важно правильно выставить амплитуду возбуждения, чтобы максимальный ток через диод попадал именно в эту ложбину, чтобы обеспечить минимальный собственный шум диодного смесителя. В этом случае он получается минимум-миниморум для данного типа диодов и меньше его сделать уже нельзя. Разве только заменив на менее шумящие диоды другого типа.

Расположение диодов на плате должно быть строго симметричным относительно окружающих элементов и экранов. Такой конструктив обеспечивает требуемую балансировку со стороны гетеродина без установки дополнительных элементов. Вообще, к печатной плате смесителя нужно подойти самым серьезным образом. Монтаж должен быть выполнен МАКСИМАЛЬНО СИММЕТРИЧНО, пусть даже в ущерб габаритам. Не следует увлекаться микроминиатюризацией схем смесителей, т.к. при этом заметно увеличиваются паразитные емкости монтажа. Например, в варианте ТПП В.Лифаря, RW3DKB , диоды смесителя, включенные встречно-параллельно, были установлены «этажеркой» друг над другом горизонтально, т.е. лежали на плате, а не стояли рядом друг с другом, и своими выводами вставлялись в ОДНО отверстие на плате. Естественно, что отверстие в плате было чуть больше чем толщина одного вывода диода. Хотя, наверное, допустимо их размещать порознь. Однако могут появиться неучтенные монтажные сопротивления и емкости, поэтому риск не оправдан.

Как уже мы рассматривали ранее для необходимо осуществить умножение входного сигнала на синусоидальное напряжение местного генератора (гетеродина). Устройства, умножающие два аналоговых сигнала, в радиоприемных и радиопередающих устройствах получили название смесители. Обычно операция умножения двух аналоговых сигналов осуществляется за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента. Пример вольтамперной характеристики нелинейного элемента приведен на рисунке 1.

Рисунок 1 Умножение двух аналоговых сигналов за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента

В реальных схемах смесителей амплитуда сигнала местного генератора (гетеродина) многократно превышает амплитуду входного сигнала. Поэтому динамическое сопротивление (или коэффициент передачи) нелинейного элемента можно рассматривать как функцию от напряжения гетеродина. Коэффициент передачи нелинейного элемента определяется по формуле:

поэтому крутизну можно рассматривать как производную от вольтамперной характеристики нелинейного элемента. Тогда напряжение на выходе смесителя будет записано следующим образом:

Эта формула показывает, что описанное изменение режима работы нелинейного элемента под действием напряжения гетеродина эквивалентно умножению входного сигнала на это напряжение. Если вольтамперная характеристика будет представлять собой квадратичную зависимость тока от напряжения, то производная от нее будет являться линейной функцией, и в этом случае крутизна нелинейного элемента будет линейно зависеть от напряжения гетеродина, а значит, в смесителе не будут проявляться полезного сигнала.

Теперь определим коэффициент передачи смесителя (преобразователя частоты). Для этого воспользуемся зависимостью крутизны нелинейного элемента с квадратичной характеристикой от входного напряжения. График зависимости крутизны от входного напряжения для нелинейного элемента с квадратичной характеристикой приведен на рисунке 2.

Рисунок 2. График зависимости крутизны от входного напряжения для нелинейного элемента с квадратичной характеристикой

К сожалению, кроме описанного полезного преобразования, на выходе нелинейного элемента будут присутствовать и дополнительные компоненты спектра. Прежде всего, это напряжение самого гетеродина и его гармоник. Ведь нелинейный элемент обладает и статическим коэффициентом передачи. То же самое можно сказать и по отношению к входному сигналу. В случае квадратичной характеристики нелинейного элемента на его выходе будет присутствовать напряжение первой и второй гармоник, как гетеродина, так и входного сигнала.

При обсуждении принципов работы мы уже обсуждали, что для переноса спектра полезного сигнала на промежуточную частоту используется формула:

Однако в рассматриваемой ситуации на нелинейном элементе присутствуют сигналы гармоник входного сигнала и гетеродина. Промежуточная частота может образовываться не только первыми гармониками, но и гармониками более высоких порядков. В результате данная формула видоизменяется к следующему виду:

В результате в приемнике образуются дополнительные побочные каналы приема. Где находятся эти каналы и механизм их возникновения иллюстрируется рисунком 2.

Рисунок 2. Механизм образования побочных каналов за счет продуктов нелинейности второго и третьего порядков

Наиболее близким побочным каналом является канал f с ", отстоящий на половину промежуточной частоты. Он образуется при перемножении его второй гармоники и второй гармоники гетеродина. Разность частот между ними точно соответствует промежуточной частоте. В результате преобразования сигнал этого канала проходит на выход фильтра промежуточной частоты без ослабления. Появление этого побочного канала оборачивается ужесточением требований к фильтру радиочастоты.

Для борьбы с этим побочным каналом приема применяются симметричные схемы смесителей, такие как и смесители. Кроме того, существенную роль играет уровень сигнала гетеродина. При увеличении уровня сигнала гетеродина уровень гармоник принимаемого сигнала уменьшается. Это связано с тем обстоятельством, что нелинейный элемент фактически переходит в ключевой режим работы.

Точно таким же образом образуется побочный канал за счет перемножения третьей гармоники побочного канала f с " и гетеродина. Обычно в смесителе уровень продуктов преобразования третьего порядка выше, чем уровень продуктов преобразования второго порядка, однако этот побочный канал приема отстоит от полезного сигнала дальше (на 2/3f пч), а, следовательно, его легче можно подавлять при помощи полосового фильтра преселектора.

При проектировании смесителя количество учитываемых гармоник сигнала и гетеродина зависит от вида вольтамперной характеристики нелинейного элемента и формы сигнала гетеродина. Наименьшим количеством гармоник, а, следовательно, и наименьшим количеством побочных каналов обладают смесители, построенные на нелинейных элементах с квадратичными вольтамперными характеристиками.

В последнее время широко стали применяться преобразователи частоты с прямоугольной формой напряжения гетеродина. Активные элементы смесителя (диоды или транзисторы) при этом работают практически в ключевом режиме. При этом как в открытом, так и в закрытом состоянии они представляют собой практически линейное сопротивление. В результате гармоники полезного сигнала практически не образуются. Нелинейные свойства активных элементов проявляются только при переключении режима работы и чем короче этот интервал - тем лучше. Как следствие - гармоникам гетеродина не с чем взаимодействовать

Для подавления нежелательных составляющих спектра применяются полосовые фильтры, настроенные на частоту рабочего канала. Кроме того, в некоторых схемах смесителей применяются различные методы компенсации напряжений и токов гетеродина и сигнала. Наибольшее распространение в супергетеродинных приемниках получили смесители на диодах и транзисторах. Начнем изучение работы преобразователей частоты с простейшей схемы - диодного смесителя

Литература:

Вместе со статьей "Принцип работы смесителя (преобразователя частоты)" читают:

Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные характеристики определяются множеством параметров...
http://сайт/WLL/ParSmes.php

В диодном преобразователе на вход нелинейного элемента, в качестве которого выступает диод, одновременно подаются два сигнала...
http://сайт/WLL/DiodSmes.php

Для того чтобы убрать из выходного сигнала напряжение гетеродина обычно применяют двухтактную схему, называемую балансным смесителем...
http://сайт/WLL/BalSmes.php

Уменьшить уровень радиосигнала на выходе преобразователя частоты позволяет схема кольцевого смесителя...
http://сайт/WLL/KolSmes.php

В ряде случаев в супергетеродинном приемнике очень трудно обеспечить удовлетворение требований по подавлению частоты зеркального канала и соседнего канала одновременно...
http://сайт/WLL/kvSmes.php

По схемному построению микроэлектронные смесители обычно делят на три типа: смеситель на одном диоде, так называемый одно-тактный смеситель. (ОС); балансный смеситель (БС) и двойной балансный смеситель (ДБС). Более сложные по функциональному назначению смесители рассматривать не будем.

Рис. 4.2. Схема смесителя: а - на одном диоде; б - балансного; в - ДБС по мостовой схеме; г - ДБС по схеме «звезда»

Схемы и показаны на рис. 4.2 . Конструктивно вывод ПЧ сигнала для схемы кольцевого типа выполнен с помощью конфигурации, названной и представляет собой комбинацию гибридного соединения и «четырехдиодной звезды» . Преимуществом схемы «звезда» (рис. 4.2, г) перед кольцевой (рис. 4.2, в) является наличие центрального узла (соединение четырех диодов), с помощью которого осуществляется непосредственное соединение с цепью ПЧ. Все три типа смесителей в значительно большей степени различаются по характеру спектра выходного сигнала, чем по электрической конфигурации их цепей. При преобразовании частоты возникают комбинационные составляющие, частоты которых лежат в полосе пропускания выходных фильтров смесителей, настроенных на ПЧ. На рис. 4.3 построена номограмма для определения возможных комбинаций гармоник сигнала и гетеродина

В табл. 6 приведены комбинационные частоты на выходе БС и Следует помнить, что подавление идет с использованием фазового принципа, поэтому его величина сильно зависит от балансности смесителей и правильного согласования диодов. В табл. 7 приведены параметры различных смесителей .

Рис. 4.3. Номограмма для определения возможных комбинаций гармоник в полосе полезной ПЧ

ДБС имеет следующие преимущества: уменьшение плотности гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектрег увеличение динамического диапазона и максимально допустимой мощности; снижение требований к напряжению пробоя диода; исключение или ограничение требований к фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов. Однако ДБС имеют и недостатки: например, возрастание требуемой мощности гетеродина на по сравнению с БС при отсутствии смещения; неудобное расположение диодов. Несмотря на эти недостатки, ДБС широко применяют. Рассмотрим характеристики ДБС .

Ширина полосы смесителя по схеме «звезда» в СВЧ диапазоне равна примерно двум октавам, но она обычно ограничена коротко-замыкающими четвертьволновыми шлейфами до октавы. На основе этой схемы изготовлены смесители с шириной полосы в октаву и развязкой между любыми парами полюсов не менее 20 дБ в диапазоне частот до и не менее 17 дБ в диапазоне На рис. 4.4. показаны основные характеристики смесителей в полосе частот от 1 до Комбинационные частоты в таком смесителе можно подразделить на два типа: сигналы с фиксированным и

(кликните для просмотра скана)

зависимым уровнями. Сигналы первого типа получаются при смешении гармоник гетеродина и входного сигнала: . Амплитуды этих сигналов остаются фиксированными относительно боковых частот первого порядка и на графиках зависимости выходной мощности от входной имеют тот же наклон, что и последние (рис. 4.5, а). Гармоники входного сигнала, смешиваясь с сигналом гетеродина или его гармониками, создают сигналы комбинационных частот с зависимыми уровнями, имеющими частоты Амплитуды этих сигналов по отношению к боковым частотам первого порядка зависят от уровня сигнала гетеродина. На графиках зависимости выходной мощности от входной имеют наклон, равный порядку гармоники входного сигнала Наиболее интересными из них являются частоты, кратные ПЧ, так как при широкой полосе входных частот они могут в нее попасть, например частоты где (рис. 4.5, б).

Как отмечалось, подавление в выходном спектре гармоник входных сигналов и сигналов на комбинационных частотах является одной из важнейших характеристик смесителя. Поэтому для обеспечения заданной величины подавления следует правильно выбирать схему смесителя, нагрузки на его полюсах, а также режим смещения постоянным током 185, 191. Хотя, с теоретической точки зрения, ДБС и обладают преимуществом, на практике при реализации смесителей в виде интегральных схем БС имеют лучшие характеристики, в частности, меньший коэффициент шума и КСВ. Это связано с трудностью реализации ДБС в интегральном исполнении, поэтому БС широко распространены в микроисполнении.

Рис. 4.4. Зависимость потерь коэффициента шума и развязки по схеме «звезда»

Рис. 4.5. Амплитуды сигналов комбинационных частот: а - с фиксированным относительно составляющей - соуровнем; с зависимым уровнем

Рассмотрим величины подавления комбинационных составляющих в БС для оценки эффективности их применения, когда требуется подавлять комбинационные составляющие частотного спектра. Выражения для подавления в частном случае, когда частота комбинационного сигнала где , приведены

в работе . Более общие выражения для расчета величины подавления комбинационных составляющих с частотой для БС получены в работе . На рис. 4.6, а показана эквивалентная схема в которой напряжения комбинационной частоты на выходах смесительных диодов (до схемы сложения); и - напряжения полезной ПЧ в тех же самых точках схемы; напряжения сигнала на входах первого и второго диодов; суммарные напряжения комбинационной частоты и полезной ПЧ на входе схемы сложения. Запишем формулу, связывающую величину подавления комбинационных составляющих в БС с величиной подавления этих же составляющих в ОС:

где - подавление в диоде данного смесителя; М - отношение коэффициента передачи по напряжению первого диода для выходной полезной промежуточной частоты к такому же коэффициенту второго диола; - отношение коэффициентов передачи для выходной комбинационной частоты;

Рис. 4.6. Эквивалентная схема балансного смесителя (а) и структурная схема фазового подавления зеркального канала (б)

Углы между векторами выходных напряжений

где - изменение фазы напряжения гетеродина (сигнала), вносимое нагруженным ответвителем ; изменение фазы напряжения от выхода ответвителя до входа диода; угол, учитывающий полярность включения диода. Величина подавления комбинаций только за счет балансности для следующих коэффициентов: характерных для реальных смесителей, составляет 13,4 дБ.

При проектировании смесителей необходимо учитывать способ полезного использования зеркальной частоты. Потери преобразования и коэффициент шума можно минимизировать правильным выбором реактивной нагрузки на суммарной и зеркальной частотах. Однако зачастую это очень трудно осуществить, особенно если зеркальная и сигнальная частоты близки. Существуют два способа решения этой задачи: использование частотно-избирательных цепей и использование фазовых соотношений между сигналами. Схема, собранная на основе первого способа, может работать в узкой полосе частот. Кроме того, если разность между зеркальной частотой и частотой

сигнала мала, то требуются очень высокодобротные фильтры с малыми потерями, которые трудно изготовить в интегральном исполнении. Известны примеры реализации таких схем, которые позволили получить потери преобразования вплоть до 3,5 дБ .

Следует отметить, что в смесителе существуют два сигнала на зеркальной частоте: сигнал, поступающий на вход смесителя с антенны, и сигнал, образующийся в смесителе за счет преобразования входного сигнала. Если по сигнальному входу на диод поступает внешний сигнал с частотой то, взаимодействуя с колебаниями гетеродина, образуется сигнал промежуточной частоты

Фаза этой не коррелирована с фазой полезного сигнала хотя по частоте ничем не отличается от полезного сигнала и является помехой, от которой нельзя избавиться без применения специальных мер.

Рассмотрим фазовые методы подавления зеркальной частоты, которые наиболее приемлемы для микроэлектронного исполнения смесителей. На рис. 4.6, б представлена структурная схема смесителя с подавлением зеркального сигнала, поступающего на вход смесителей . В схеме использованы два балансных смесителя, на которые сигнал подается через гибридное соединение 1, а сигнал гетеродина поступает через синфазный делитель мощности 2 без сдвига фаз. При этом на выходах смесителей достигаются такие фазовые соотношения между сигналами ПЧ, преобразованными от входных сигналов на зеркальной и несущей частотах, что при сложении на выходном гибридном соединении 3 имеем на одном выходном плече только сигнал ПЧ, полученный за счет преобразования сигнала несущгй, а на другом - сигнал зеркальной частоты, который поглощается согласованной нагрузкой. Опытный образец в полосе частот имеет коэффициент шума 10 дБ (включая коэффициент шума дБ) при мощности гетеродина и постоянном прямом смещении на диодах 0,1 В . Развязка между полюсами сигнала и гетеродина составляет более 16 дБ, а величина подавления сигнала по зеркальному каналу -20-25 дБ.

Интерес представляет схема малошумящего смесителя (МШС) с фазовым подавлением зеркального канала приема и с возвращением энергии зеркальной частоты возникающей в смесителе . Если требуется значительное подавление зеркальной частоты более 30 дБ, то используют смеситель с двойным преобразованием частоты, т.е. два последовательно включенных смесителя: первый «переносит» сигнал на высокую (первую) промежуточную частоту, на которой легко фильтрами подавлять зеркальную частоту, а затем второй смеситель преобразует высокую промежуточную частоту в низкую ПЧ, на которой идет дальнейшая обработка сигнала.

Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами 1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET ).

Введение

Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET ), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).

Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является предметом данной статьи. Точнее, вниманию читателя будет предложено краткое обсуждение двух наиболее известных схем построения смесителей, таких как кольцевой диодный смеситель и «транзисторное дерево», для выявления их основных характеристик и последующего сравнения с упомянутой ранее новой схемой смесителя с отрицательной обратной связью, в котором неискаженность полезного сигнала может быть достигнута путем применения несложной схемотехники отрицательной обратной связи, известной по схеме транзисторного усилителя с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, существенно улучшающей характеристики смесителя по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3) и точке компрессии (P 1dB).

Кольцевой диодный смеситель

Кольцевые диодные смесители стали применяться с началом широкого использования полупроводниковых диодов в конце 1940-х годов и нелинейность их характеристики сразу стала очевидной 3,4 . Этот феномен до сих пор продолжает быть объектом пристального изучения в специальной литературе 5,6,7 .

Построение кольцевого диодного смесителя класса I иллюстрирует схема на рис.1 . Здесь четыре диода соединены в кольцо и попеременно переключаются в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» подаваемым с гетеродина (local oscillator – LO) сигналом.

Рис.1. Типичный кольцевой диодный смеситель класса I.

Требуемая для нормальной работы такого смесителя мощность сигнала гетеродина обычно составляет +7 dBm , для схем кольцевых диодных смесителей последующих классов требуемая мощность сигнала гетеродина достигает +17 dBm и более, что обусловлено стремлением к более высоким качественным показателям по интермодуляционным составляющим.

С целью последующего сравнительного анализа рассмотрим качественные характеристики по интермодуляционным составляющим и точке компрессии распостраненного кольцевого диодного смесителя класса I типа SBL-1 , производимого фирмой Mini-Circuits . Этот смеситель пользуется широкой популярностью среди разработчиков-радиолюбителей, а его коммерческий «двойник» SBA-1 распостранён ещё более широко, поэтому и был выбран для данного исследования.

По условиям тестирования уровень сигнала гетеродина частотой 10 МГц составлял требуемые +7 dBm , а на другой вход смесителя поступали два сигнала с частотами 500 кГц и 510 кГц . Эти частоты были выбраны исходя из рабочего диапазона частот смесителя SBL-1 и так же будут использоваться для последующего сравнительного тестирования других схем смесителей.

Качественные параметры смесителя SBL-1 иллюстрирует рис.2 , а их численные значения сведены в табл.1 .

Рис.2. Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1, 10 dBm/дел.

Это объективно типичные характеристики кольцевого диодного смесителя класса I, но, как будет показано ниже, более высокие уровни IIP 3 — и P 1dB -параметров могут быть достигнуты при значительно меньшей мощности сигнала гетеродина в активном смесителе, построенном на базе двух усилителей с отрицательной обратной связью.

Табл.1.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-9 dBm
f 2	510 кГц	-9 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	+7 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-14 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-14 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-56 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-56 dBc

Gain		-5 dB
IIP 3		+19 dBm
P 1dB		-4.5 dBm

Смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET)

Рис.3.

В высококачественных кольцевых смесителях вместо диодов используются ключевые полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET ). Типовая схема такого смесителя представлена на рис.3 .

Для смесителей этого типа характерна точка пересечения по продуктам интермодуляции 3-го порядка (input intercept points — IIP 3) выше +40 dBm , но ценой очень высокого уровня мощности сигнала гетеродина, обычно +17 dBm и выше, что на практике часто мешает их применению в портативной радиоаппаратуре. Однако по своим характеристикам он превосходит кольцевой диодный смеситель класса III.

В профессиональной и радиолюбительской литературе 8,9,10,11,12,13,14 очень широко обсуждается тема построения кольцевых смесителей на мощных ключевых полевых транзисторах и довольно затруднительно уделить этой теме достаточно внимания не отвлекаясь собственно от цели данной статьи.

Смеситель по схеме «транзисторное дерево»

На рис.4 приведена функциональная схема смесителя типа «транзисторное дерево». Первоначально запатентованный в 1966-м году Ховардом Джонсом (Howard Jones) как синхронный детектор 15 , этот очень популярный активный смеситель известен больше как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell), в соответствии с более поздним патентом и использованием этой схемы в качестве базовой при построении аналоговых перемножителей 16 . Этот смеситель по своему построению является производной семейства ламповых синхронных демодуляторов 17 .

Рис.4. Смеситель по схеме «транзисторное дерево», известный также как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell).

Здесь входной сигнал промежуточной частоты (IF) через трансформатор T 2 противофазно управляет дифференциальным источником тока на транзисторах VT 2 и VT 5 . Для стабилизации коэффициента преобразования смесителя в широком диапазоне уровней входного сигнала, а также для снижения влияния нелинейности транзисторов VT 2 и VT 5 в эмиттеры и между ними включены резисторы последовательной отрицательной обратной связи по току R 4 ..R 6 .

Выходные токи дифференциального источника тока, то есть коллекторные токи транзисторов VT 2 и VT 5 , противофазно коммутируются транзисторами дифференциальных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , попеременно переключаемыми в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» сигналом, подаваемым с гетеродина LO через трансформатор T 1 . Коллекторы транзисторных пар взаимно крест-накрест соединены, поэтому, благодаря суммированию токов на резисторах нагрузки R 3 и R 7 , сигналы гетеродина и промежуточной частоты подавляются, а продукты их смешения, в том числе полезный радиосигнал RF, выделяются на первичной обмотке трансформатора T 3 .

С целью проверки характеристик показанный на рис.4 смеситель был собран на производимой фирмой Harris микросхеме CA3054 (теперь её производит фирма Intersil — прим. переводчика), содержащей два идентичных дифференциальных усилителя. При напряжении питания равном +12 В и сопротивлении резисторов R 4 ..R 6 равном 100 Ом (использовалась резисторная сборка из трёх резисторов) напряжение на базах транзисторов VT 2 и VT 5 было установлено равным +2.1 В , при этом коллекторный ток смещения этих транзисторов составил 15 мА . Напряжение на базах транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 было установлено равным +4.7 В . Таким образом рабочая точка транзисторов VT 2 и VT 5 оставалась на линейном участке их характеристики во всём диапазоне уровней входного сигнала 18 . Все трансформаторы T 1 , T 2 и T 3 Fair-Rite 2843-002-402 (бинокуляр-трансфлюктор). При соотношении обмоток 1:1:1 входные и выходной импедансы смесителя составляют 50 Ом .

Условия тестирования смесителя были такими же, как и для кольцевого диодного смесителя, за исключением уровня сигнала гетеродина, который составлял 0 dBm (1 мВт ). Этот уровень был установлен для всех рассматриваемых в данной статье активных смесителей, вполне удовлетворительно работающих и при таких низких уровнях сигнала гетеродина как -6 dBm (0.25 мВт ).

Рис.5 и табл.2 иллюстрируют качественные характеристики смесителя по схеме «транзисторное дерево». Точка компрессии P 1dB характеристики такого смесителя расположена выше, чем у кольцевого диодного смесителя, а точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3 ) — ниже. Однако, несмотря на тот факт, что требуемый для работы смесителя типа «транзисторное дерево» уровень сигнала гетеродина существенно ниже чем для кольцевого диодного смесителя, его качественные характеристики по уровню интермодуляционных искажений уступают кольцевому диодному смесителю незначительно.

Рис.5. Интермодуляционные искажения смесителя по схеме «транзисторное дерево», 10 dBm/дел.

Табл.2.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-7 dBm
f 2	510 кГц	-7 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-5.5 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-5.5 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-42.5 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-42.5 dBc

Gain		-1.5 dB
IIP 3		+17.5 dBm
P 1dB		+4.5 dBm

Долгое время считалось, что основным препятствием для получения в смесителе по схеме «транзисторное дерево» более высоких характеристик по уровню вносимых интермодуляционных искажений являются управляющие транзисторы VT 2 и VT 5 , работающие как управляемые напряжением источники тока. 19,20 Для коррекции этого недостатка успешно использовался ряд методов, описанных в литературе. 19,21,22 Но все эти методы игнорируют другие источники интермодуляционных искажений, такие как нелинейность коэффициента передачи тока h fe управляющих транзисторов, а также нелинейность характеристик четырех переключающих их ток транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 . Эти недостатки могут быть преодолены применением цепи комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связи (series/shunt feedback ), охватывающей все транзисторные узлы смесителя, по аналогии с транзисторными усилительными каскадами.

Усилитель с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (series/shunt feedback )

На рис.6 приведена схема транзисторного усилителя с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (ООС).

Рис.6.

Последовательная ООС (series feedback ) образована резистором R 2 , включенным в эмиттерную цепь транзистора VT 1 . Параллельная ООС (shunt feedback ) образована резистором R 1 , включенным между коллектором и базой транзистора VT 1 .

Входное и выходное сопротивление такого усилителя определяется соотношением 23,24:

а коэффициент усиления по мощности:

Такая топология отрицательной обратной связи позволяет простыми средствами повысить линейность транзисторного усилителя и, кроме того, легко реализуема в схеме смесителя типа «транзисторное дерево».

(вариант 1)

Схема линеаризованного активного смесителя по схеме «транзисторное дерево», охваченного глубокой ООС, приведена на рис.7 . Первый линеаризованный «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС образован путем включения отдельных резисторов параллельной ООС (shunt feedback ) R 2:R 3 между коллекторами транзисторов ключевой транзисторной пары VT 1:VT 3 и базой управляющего транзистора VT 2 через развязывающий конденсатор C 1 . Последовательная ООС (series feedback ) образована цепью из трех резисторов R 5:R 9:R 13 . В результате «усиливаемый» сигнал промежуточной частоты IF, который подавляется в базовой схеме «транзисторного дерева», здесь выделяется как синфазный на резисторах нагрузки и через цепь параллельной ООС R 2:R 3:C 1 подается в базу управляющего транзистора VT 2 . В то же время сигналы гетеродина LO и результирующей радиочастоты RF на базе транзистора VT 2 подавляются. Таким образом схема работает как усилитель только для сигнала промежуточной частоты IF, и поскольку цепь комбинированной последовательно-параллельной ООС охватывает все три транзистора, то вносимые ими искажения, обусловленные их нелинейностью, компенсируются.

Рис.7.

Аналогично вторая транзисторная пара VT 4:VT 6 со вторым управляющим транзистором VT 5 и соответствующими цепями параллельной и последовательной ООС образуют второй линеаризованный «усилитель». Заметим, что три резистора R 5:R 9:R 13 играют ту же роль, что и резистор R 2 в схеме на рис.6 и выражениях и .

Выходной трансформатор T 3 подключен к коллекторам транзисторов транзисторных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 через четыре 100-омных резистора R 7:R 8:R 10:R 11 таким образом, что сигналы с частотой гетеродина LO и промежуточной частоты IF на его первичной обмотке подавляются и на выходе смесителя присутствуют только продукты их смешения.

Для тестирования линеаризованного таким образом активного смесителя была собрана схема из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. При сопротивлении резисторов параллельной ООС R 2 , R 3 , R 15 и R 16 равном 330 Ом входное и выходное сопротивление обоих «усилителей» было примерно по 100 Ом , а усиление каждым «усилителем» сигнала промежуточной частоты IF составило около +6.7 dB .

Рис.8. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1), 10 dBm/дел.

Табл.3.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-3 dBm
f 2	510 кГц	-3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-10 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-10 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-49 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-49 dBc

Gain		-7 dB
IIP 3		+21.5 dBm
P 1dB		+5.5 dBm

Приведенные на рис.8 и в табл.3 результаты тестирования показывают, что, по сравнению с рассмотренным ранее смесителем типа «транзисторное дерево», схема которого изображена на рис.4 , собранный по приведенной на рис.7 схеме линеаризованный активный смеситель с комбинированной ООС имеет более высокие характеристики по уровню вносимых интермодуляционных искажений и превосходит кольцевой диодный смеситель SBL-1 фирмы Mini-Circuits при существенно меньшем уровне сигнала гетеродина LO. Несколько страдает точка компрессии P 1dB , — это вызвано неполным подавлением сигнала гетеродина LO на коллекторах транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , что приводит к слишком раннему их насыщению. Происходит это из-за четырех 100 -омных резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 в перекрестии между коллекторами этих транзисторов, тогда как в смесителе «транзисторное дерево» на рис.4 соответствующие коллекторы транзисторов соединены друг с другом непосредственно и сигнал гетеродина на них подавляется практически полностью. Кроме того, эта цепь из резисторов вносит излишнее затухание выходного сигнала — около 6 dBm . Этого недостатка удалось избежать путем совмещения выходных сигналов смесителя не на резисторах, а с помощью так называемого «гибридного» трансформатора.

Совмещение сигналов с помощью «гибридного» трансформатора

Гибридные трансформаторы 25,26,27 (известные также как мостовые трансформаторы или симметричные трансформаторы) ранее широко применялись в телефонных усилителях, но с использованием соответствующих ферромагнитных материалов легко нашли свое применение и в высокочастотных схемах.

В схеме на рис.9 гибридный трансформатор используется для выделения разностного сигнала из двух сигналов с синфазной составляющей. Имеющие синфазную составляющую сигналы подаются на противоположные выводы первичной обмотки трансформатора, которая имеет отвод от середины и изолирована от вторичной. При таком включении синфазная составляющая появляется на средней точке первичной обмотки трансформатора, а разностный сигнал выделяется на его вторичной обмотке. Происходит это потому, что ток в первичной обмотке протекает только при разном потенциале на противоположных выводах обмотки.

Рис.9 Выделение разностного сигнала при помощи «гибридного» трансформатора.

Пусть первичная и вторичная обмотки такого трансформатора имеют по 2N и M витков соответственно. Тогда для согласования с нагрузкой значения сопротивлений в схеме на рис.9 должны быть связаны следующими соотношениями:

Использование для совмещения выходных сигналов в схеме смесителя на рис.7 цепи из четырех резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 привело к уменьшению коэффициента передачи смесителя на 6 dBm . Применение для той же цели гибридного трансформатора сводит эти потери на нет, поэтому, говоря о такой топологии схемы, часто используют термин «lossless» (т.е. «без потерь» или «без затуханий»).

Линеаризованный активный смеситель без потерь полезного сигнала (вариант 2)

На рис.10 приведена схема линеаризованного активного двухбалансного смесителя, в котором для совмещения выходных сигналов применена lossless -топология с использованием гибридных высокочастотных трансформаторов. Схема содержит два одинаковых балансных активных смесителя, поэтому достаточно рассмотреть работу одного из них.

Рис.10.

Для начала представим себе, что смеситель в целом нагружен по выходу RF на сопротивление нагрузки R L (на схеме не показан). Тогда приведенное значение сопротивления нагрузки для каждого из составляющих его балансных смесителей будет равно 2R L . При этом, если обмотки гибридных трансформаторов T 3 и T 4 выполнены с соотношением количества витков 1:1:1 , то сопротивление в средней точке их первичной обмотки также будет составлять 2R L , а сопротивление на концах этой обмотки будет равно 4R L .

Периодическое противофазное переключение транзисторов VT 1 и VT 3 сигналом гетеродина LO модулирует коллекторный ток транзистора VT 2 , создавая тем самым дифференциальный сигнал в первичной обмотке трансформатора T 3 . Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT 2 — величина постоянная, эквивалентная параллельно соединенным сопротивлениям в коллекторных цепях транзисторов VT 1 и VT 3 и равная сопротивлению в средней точке гибридного трансформатора, т.е. 2R L . Таким образом и в этой схеме можно реализовать «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС (series/shunt feedback ).

Предположим, что вторичные обмотки обоих выходных гибридных трансформаторов друг от друга отсоединены и нагружены каждая на свое сопротивление нагрузки. В этом случае напряжения на коллекторах четырех транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 определяются соответственно выражениями , , и :

A IF — амплитуда сигнала промежуточной частоты;
G — определяемый выражением коэффициент усиления «усилителя»;
— значение частоты гетеродина;
— значение промежуточной частоты;
I bias — коллекторный ток смещения транзистора VT 2 .

Крайнее правое слагаемое в равенствах и представляет собой дифференциальный сигнал несущей гетеродина в первичной обмотке трансформатора T 3 . Он эквивалентен сигналу в первичной обмотке трансформатора T 4 , но противоположен по фазе (равенства и ). Баланс этих двух сигналов, при соответствующем соединении вторичных обмоток этих двух трансформаторов (см. рис.10 ), обеспечивает эффективное подавление сигнала гетеродина и выделение продуктов смешения, в том числе полезного радиосигнала RF, на выходе смесителя. В идеальном случае (т.е. при отсутствии потерь) выражения, описывающие напряжения на коллекторах тех же четырех транзисторов, принимают следующий вид:

Восстановленные сигналы промежуточной частоты на средних точках первичной обмотки выходных гибридных трансформаторов T 3 и T 4 описываются выражениями:

а сигнал на выходе смесителя описывается выражением:

которое, при условии равенства M=N, принимает вид:

Схема для тестирования была собрана, опять таки, из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. Два гибридных трансформатора T 3 и T 4 имели такую же конструкцию, что и входные трансформаторы T 1 и T 2 , и при соотношении обмоток 1:1:1 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402 . Поэтому входное и выходное сопротивление каждого из балансных смесителей составляло по 100 Ом . Соответственно, с учетом параллельного соединения вторичных обмоток трансформаторов T 3 и T 4 , входное и выходное сопротивление смесителя составляет 50 Ом .

Тестировалась схема на рис.10 при тех же частотах и уровне сигнала гетеродина, что и предыдущая. Рис.11 и табл.4 иллюстрируют качественные показатели смесителя. В результате того, что уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составил -53 dBc , точка пересечения IIP 3 выходит соответственно на вполне удовлетворительный уровень +29.5 dBm . Также и точка компрессии P 1dB поднялась до +10.5 dBm . Таким образом, использование в схеме гибридного трансформатора позволило сконструировать активный смеситель, соперничающий по своему низкому уровню интермодуляционных искажений с кольцевым диодным смесителем III-го класса, но требующий при этом гораздо меньшей мощности сигнала гетеродина.

Рис.11. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2), 10 dBm/дел.

Табл.4.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	+3 dBm
f 2	510 кГц	+3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	0 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	0 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-53 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-53 dBc

Gain		-3 dB
IIP 3		+29.5 dBm
P 1dB		+10.5 dBm

Чувствительность к реактивной нагрузке

Ввиду вышесказанного был собран полосовой фильтр сосредоточенной селекции с центральной частотой 10.7 МГц и полосой пропускания 500 кГц , схема которого приведена на рис.12 . Измеренное собственное затухание фильтра составило 5.5 dB и учитывалось в результатах последующих измерений.

Рис.12.

Из приведенных в табл.5 результатов измерений видно, что кольцевой диодный смеситель SBL-1 в самом деле очень чувствителен к подключению на его выходе вместо чисто активной согласованной нагрузки узкополосного фильтра промежуточной частоты: точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 при этом падает на 11.5 dB , а точка компрессии P 1db на 3 dB . Активные смесители, все без исключения, показали по существу меньшую чувствительность к частотнозависимой нагрузке, точка компрессии P 1db при этом осталась на прежнем месте, а точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 упала не более чем на 1 dB во всех трех случаях.

Табл.5.

	Кольцевой диодный смеситель SBL-1	Активный смеситель по схеме «транзисторное дерево»	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 2)
P 1db	-4.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+19dBm	+17.5dBm	+21.5dBm	+29.5dBm
Полосовой фильтр на рис.12 в качестве нагрузки:
P 1db	-7.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+7.5dBm	+16.5dBm	+20.75dBm	+28.5dBm

В полученных результатах нет ничего удивительного. В случае с кольцевым диодным смесителем энергия сигнала с ненагруженного выхода отражается обратно в диодную схему, где она может затем взаимодействовать с нелинейностью диодных переходов. И напротив, отраженная обратно в активный смеситель энергия сигнала гасится в сопротивлениях нагрузки переключающих транзисторов, а нелинейные переходы база-эмиттер оказываются изолированными из-за малых коэффициентов обратной передачи тока транзисторов.

Заключение

Итак, активный смеситель с цепью комбинированной последовательно-параллельной ООС показал такие качественные характеристики, которые являются желательными и при разработке высококачественных радиочастотных приемопередающих систем. Дальнейшие усовершенствования, включая использование альтернативных топологий отрицательной обратной связи, имеющее целью улучшение шумовой характеристики смесителя, позволят получить смеситель с очень широким динамическим диапазоном, не требующий чрезмерных уровней мощности от гетеродина.

Литература:

Trask, Chris, «Feedback Technique Improves Active Mixer Performance»; RF Design, September 1997.
Patent pending.
Belevitch, V., «Non-Linear Effects in Ring Modulators»; Wireless Engineer, Vol.26, May 1949, p.177.
Tucker, D. G., «Intermodulation Distortion in Rectifier Modulators»; Wireless Engineer, June 1954, pp.145-152.
Gardiner, J.G., «An Intermodulation Phenomenon in the Ring Modulator»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, No.4, April 1970, pp.193-197.
Walker, H.P., «Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, No.5, May 1976, pp.247-253.
Maas, Stephen A., «Two-Tone Intermodulation in Diode Mixers»; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, No.3, March 1987, pp.307-314.
Evans, Arthur D.(ed), «Designing with Field-Effect Transistors»; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
Rohde, Ulrich L., «Recent Developments in Circuits and Techniques for High-Frequency Communications Receivers»; Ham Radio, April 1980, pp.20-25.
Rohde, Ulrich L., «Key Components of Modern Receiver Design»; QST, May 1994, pp.29-31 (pt.1), June 1994, pp.27-31 (pt.2), July 1994, pp.42-45 (pt.3).
Rohde, Ulrich L., «Recent Advances in Shortwave Receiver Design»; QST, November 1992, pp.45-55.
Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Ham Radio, March 1982, pp.30-35 (pt.1), April 1982, pp.38-44 (pt.2).
Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Proceeding WESCON 81, pp.24/1-17.
Rohde, Ulrich L. and T.T.N. Bucher, «Communications Receivers: Principles and Design, 1st ed.»; McGraw-Hill, 1988.
Jones, Howard E., «Dual Output Synchronous Detector Utilizing Transistorized Differential Amplifiers»; U.S.Patent 3.241.078, 15 March 1966.
Gilbert, Barrie, «Four-Quadrant Multiplier Circuit»; U.S.Patent 3.689.752, 5 September 1972.
Schuster, N.A., «A Phase-Sensitive Detector Circuit Having High Balance Stability»; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, No.4, April 1951, pp.254-255.
Sullivan, Patrick J. and Walter H. Ku, «Active Doubly Balanced Mixers for CMOS RFICs»; Microwave Journal, October 1997, pp.22-38.
Chadwick, Peter, «The SL6440 High Performance Integrated Circuit Mixer»; WESCON 1981 Conference Record, Session 24, pp.2/1-9.
Chadwick, Peter, «More on Gilbert Cell Mixers»; Radio Communications, June 1998, p.59.
Heck, Joseph P., «Balanced Mixer With Improved Linearity»; U.S. Patent 5.548.840, 20 August 1996.
Gilbert, Barrie, «The MICROMIXER: A Highly Linear Variant of the Gilbert Mixer Using a Bisymmetric Class-AB Input Stage»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, September 1997, pp.1412-1423.
Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach, and Robert Chin, «Wide-Band Ultralinear Amplifier from 3 to 300 MHz»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, No. 4, Aug 1974, pp. 167-175.
Ulrich, Eric, «Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR», Microwaves, October 1978, pp. 66-70.
Gross, Tom, «Hybrid Transformers Prove Versatile in High-Frequency Applications», Electronics, March 3, 1977, pp. 113-115.
Sartori, Eugene F., «Hybrid Transformers», IEEE Transactions on Parts, Materials, and Packaging (PMP), Vol. PMP-4, No. 3, September 1968, pp.59-66.
Bode, Hendrik W., «Coupling Networks», U.S. Patent 2,337,965, December 28, 1943.
Yousif, A.M. and J.G. Gardiner, «Distortion Effects in a Switching-Diode Modulator with Tuned Terminations», Proceedings of the IEE, Vol. 119, No. 2, February 1972, pp. 143-148.

Original text:

Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, October 1998, pp. 13-23.

На выходе балансного смесителя подавлено напряжение гетеродина, но присутствует напряжение принимаемого рабочего сигнала. Как это обсуждалось при рассмотрении принципов работы , на выходе идеального умножителя этих компонентов не должно быть в принципе. Уменьшить уровень радиосигнала на выходе преобразователя частоты позволяет схема кольцевого смесителя (преобразователя частоты). Эту схему часто называют двойным балансным смесителем. диодного кольцевого смесителя приведена на рисунке 1.

Рисунок 1. Схема диодного кольцевого смесителя (преобразователя частоты)

Подавление входного сигнала на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты) производится за счет вычитания токов балансного смесителя, собранного на диодах VD1, VD4 и токов балансного смесителя, собранного на диодах VD2, VD3.

Спектр сигнала на выходе кольцевого балансного смесителя (преобразователя частоты) приведен на рисунке 2.

Рисунок 2. Спектр сигнала на выходе кольцевого балансного смесителя (преобразователя частоты)

Обратите внимание, что спектр сигнала на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты) уже похож на спектр идеального умножителя. Недостаточно подавленные компоненты спектра выходного сигнала должны быть подавлены полосовыми фильтрами на входе и выходе смесителя.

На выходе схемы кольцевого смесителя (преобразователя частоты) подавляется не только сигнал, присутствующий на входе преобразователя частоты, но и все компоненты, формируемые нечетными степенями полинома аппроксимации крутизны нелинейных элементов, примененных в смесителе. Процесс подавления входного сигнала на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты) иллюстрируется рисунком 3.

Рисунок 3. Временная диаграмма напряжения на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты)

На этом рисунке рассмотрена ситуация, когда частоты принимаемого сигнала и гетеродина равны. Временная диаграмма выходного тока напоминает временную диаграмму выпрямленного сигнала. В результате четные полуволны принимаемого сигнала подавляют нечетные. Это приводит к тому, что все нечетные гармоники спектра выходного сигнала подавляются. В спектре выходного сигнала в основном присутствуют компоненты четных гармоник:

(1)

Если при этом вольтамперная характеристика нелинейного элемента будет аппроксимироваться квадратичной функцией (полином второго порядка), то мы получим преобразователь, максимально приближенный к идеальному умножителю. Приближение формы вольтамперной характеристики смесительных диодов к квадратичному полиному удается получить соответствующим подбором объемного сопротивления полупроводника.

В настоящее время кольцевые диодные смесители (преобразователи частоты) выполняются в виде готовых интегральных микросхем. При этом входное и выходное сопротивление выполняется равным 50 Ом. Входное сопротивление входа гетеродина тоже делается равным 50 Ом. Интегральное исполнение кольцевого смесителя (преобразователи частоты) позволяет добиться высокой степени симметричности плечей смесителя, что позволяет получить достаточно хорошие характеристики подавления сигналов гетеродина в цепях радио и промежуточной частоты. В качестве примера подобных кольцевых смесителей (преобразователей частоты) можно привести смесители, выпускающиеся фирмой Mini-Circuits. Параметры некоторых из них приведены в таблице 1.

Таблица 1 Параметры кольцевых смесителей (преобразоватей частоты)

Тип смесителя	Уровень гетеродина (дБм)	Точка одно- децибельной компрессии (дБм)	IP3 (дБм)	Диапазон частот гетеродина и радиочастоты (МГц)	Диапазон частот промежу- точной частоты (МГц)	Потери преобра- зования (дБ)	Развязка между входами радио- частоты и гетеродина (дБ)	Развязка между входами промежу- точной частоты и гетеродина (дБ)
ADE-1L	+3	0	+16	2...500	0...500	8.0	68...30	55...25
ADE-3L	+3	+3	+10	0.2-400	0...400	9.0	58...28	55...20
MBA-10L	+3	0	+9	800...1000	0...200	9.5	20	15
MBA-15L	+4	0	+10	1200...2400	0...600	8.5	27	20
MBA-25L	+4	0	+10	2000...3000	0...600	8.6	28	15
MBA-35L	+4	0	+9	3000...4000	0...700	8.5	26	17

Габариты данных смесителей выполняются достаточно малыми, пригодными для поверхностного монтажа. На рисунках 4 и 5 приведены фотографии этих микросхем.

Рисунок 4. Внешний вид и размеры смесителей ADE

Рисунок 5. Внешний вид и размеры смесителей MBA

Так как входные и выходные сопротивления выбранных смесителей равны 50 Ом, то схема включения данных узлов радиоприемника достаточно проста. Она приведена на рисунке 6.

Рисунок 6. Схема включения смесителя частоты на ИМС ADE-1L

При построении современных систем производственной или сотовой радиосвязи следует иметь в виду, что в этих системах связи применяются достаточно высокие частоты. Поэтому при реализации высокочастотных узлов радиоаппаратуры, в том числе и смесителей частоты, следует особое внимание уделять их конструктивным особенностям. Например, все линии связи должны выполняться в виде микрополосковых линий, а отдельные узлы приемников и передатчиков экранироваться от электромагнитных излучений. На рисунке 7 приведена конструкция микрополосковой линии, в которой сигнальный проводник проходит над заземляющей поверхностью печатной платы.

Рисунок 7. Конструктивное исполнение микрополосковой линии с заданным волновым сопротивлением

На данном рисунке W — это ширина сигнального проводника; T — толщина напыления меди; H — толщина диэлектрика печатной платы, обладающего электрической проницаемостью ε . Следует отметить, что для конкретной печатной платы все параметры фиксированы за исключением ширины сигнального проводника. Волновое сопротивление микрополосковой линии можно найти по эмпирической формуле:

(2)

В данной формуле значения H делится на W и T, в результате чего получается безразмерный коэффициент. Поэтому данные значения могут подставляться как в миллиметрах, так и в дюймах. Например, при применении стеклотекстолита FR-4 толщиной 0,5 мм и , равной 4,0, для реализации волнового сопротивления 50 Ом линию передачи необходимо выполнить полоской с шириной 0,5 мм. Толщина покрытия меди при этом должна быть равной 0,04 мм. Для реализации волнового сопротивления 75 Ом при тех же условиях ширина проводника должна быть равной 0,2 мм. Более точные вычисления можно выполнить при помощи калькулятора волнового сопротивления, приведенного на сайте .

Пример конструктивного исполнения смесителя на ИМС ADE-1L приведен на рисунке 8.

Рисунок 8. Пример конструктивного исполнения смесителя частот на ИМС ADE-1L

На рисунке четко прослеживается строгое выдерживание ширины проводников, подводящих входные сигналы. Видно как конструктивно удалены резкие изменения направления для того, чтобы избежать отражения от неоднородности полосковой линии.

Дата последнего обновления файла 10.10.2018

Литература:

Вместе со статьей "Кольцевые смесители" читают:

Обычно операция умножения двух аналоговых сигналов осуществляется за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента...
http://сайт/WLL/Smes.php